RealTEQ Academy - Learning by Sharing.

1. Bộ giáo dục và đào tạo
TRường đại học bách khoa hà nội
---------------------------------------
Nguyễn Văn Ngoạn
NGHIÊN CỨU ẢNH HƯỞNG CỦA ĐIỆN ÁP KHÔNG
SIN ĐẾN HỆ THỐNG BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ
Luận văn thạc sĩ kỹ thuật điện
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC TS. V Th
: Trần ăn ịnh
Hà N -2012
ội

2. B giáo d c và ào t
ộ ụ đ ạo
TRường i h c bách khoa hà n i
đạ ọ ộ
---------------------------------------
Nguyễn Văn Ngoạn
NGHIÊN CỨU ẢNH HƯỞNG CỦA ĐIỆN ÁP KHÔNG
SIN ĐẾN HỆ THỐNG BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ
Chuyên ngành: kỹ thuật điện
LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT
KỸ THUẬT ĐIỆN
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC TS.
: Trần Văn Thịnh
Hà N -
ội 2012

3. Lời cam đoan
Tôi xin cam oan y là công trình nghiên c c êng tôi. C s
đ đâ ứu ủa ri ác ố
liệu, k nêu trong lu v n là trung th và ai công b trong
ết quả ận ă ực chưa được ố
b c công tr n .
ất ứ ình ào khác
Hà N , Ng 27 áng
ội ày th 09 n m 2012
ă
T v n
ác giả luận ă
Nguyễn Văn Ngoạn

4. MỤC LỤC
Lời cam đoan
Danh mục các hình vẽ, đồ thị
Mở đầu ......................................................................................................... 1
CHƯƠNG1: TỔNG QUAN VỀ CÁC HỆ TRUYỀN ĐỘNG
XOAY CHIỀU THAY ĐỔI TẦN SỐ........................................................ 4
1.1. Khái quát chung ................................................................................. 4
1.2. Các c tr b
ấu úc ộ biến đổi tần số điển hình......................................... 5
1.2.1. Bộ biến tần trực tiếp .................................................................... 6
1.2.2. Bộ biến tần gián tiếp.................................................................... 6
1.2 .
.3 Bộ biến đổi ma trận .................................................................. 12
1.3. Điều khiển biến tần bằng kỹ thuật điều chế độ rộng xung ............ 13
1.3.1. Phương pháp điều biến dựa trên sóng mang CB- PWM........... 14
1.3.2. Phương pháp điều chế véc tơ không gian ................................. 15
1.4. Khái quát về c phương pháp điều khiển thay đổi tần số
ác ............ 20
1.4 . ng ph i khi vô h
.1 Phươ áp đ ều ển ướng............................................ 22
1.4 . ng ph i khi vect
.2 Phươ áp đ ều ển ơ.................................................. 24
1.5. Kết luận............................................................................................. 25
CHƯƠNG 2: XÂY DỰNG MÔ HÌNH BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ….26
2.1. Hệ thống biến tần điều biến độ rộng xung điều khiển ĐCKĐB
(PWM)…………………………………………………………………………..26
2.1.1 Phương pháp điều biến độ rộng xung SINPWM……………….....26
2.1.2 Bộ nghịch lưu áp đa bậc……………………………………………..28
2.1.2.1 Cấu hình dạng diode kẹp………………………………………29
2.1.2.2 Cấu hình dạng cascade………………………………………....30
2.1.2.3 Cấu trúc dùng tụ thay đổi………………………………………32
2.1.3 Các trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu áp đa bậc……………….33

5. 2.1.3.1 Tổng quát……………………………………………………..33
2.1.3.2 Trạng thái đóng ngắt bộ nghịch lưu áp ba bậc……………….34
2.1.3.3 Trạng thái đóng ngắt bộ nghịch lưu áp năm bậc……………..37
2.2 Mô hình toán học của động cơ không đồng bộ ba pha…………...40
2.2.1 Đặc điểm của mô hình toán học trạng thái động của động cơ không
đồng bộ…………………………………………………………………...40
2.2.2 Phương trình điện áp của động cơ không đồng bộ ba pha……….43
2.2.3 Phương trình từ thông…………………………………………...44
2.2.4 Phương trình chuyển động………………………………………47
2.2.5 Phương trình mô men……………………………………………48
2.2.6 Mô hình toán học động cơ không đồng bộ ba pha……………….49
2.3 Ảnh hưởng của sóng hài lên hoạt động của động cơ……………49
2.3.1 Điều hòa bậc cao về thời gian.........................................................50
2.3.2 Từ trường bậc cao không gian…………………………………51
CHƯƠNG 3: NGHIÊN CỨU ẢNH HƯỞNG CỦA ĐIỆN ÁP KHÔNG
SIN ĐẾN HỆ THỐNG BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ……………………...56
3.1. Đặt vấn đề…………………………………………………………56
3.2 Ảnh hưởng của điện áp không sin……………………………….57
3.3 Ảnh hưởng của tần số…………………………………………….62
3.4 Ảnh hưởng của tải………………………………………………...73
3.5 Ảnh hưởng của tần số sóng mang………………………………..82
Kết luận chung và hướng phát triển của luận văn
Tài liệu tham khảo
Phụ lục

6. Danh mục các hình vẽ
STT Tên hình Trang
1.1 S c t
ơ đồ ấu trúc ổng át c
qu ủa b t án ti
ộ biến ần gi ếp 7
1.2 S c c b t
ơ đồ khối ủa ác ộ biến ần gián tiếp 7
1.3 C c m
ấu trúc ủa ột ụng
s b l u s d
ố ộ chỉnh ư ử cho b t
ộ biến ần gián
tiếp
8
1.4 H t sinh khi gi t
ãm ái ảm ốc độ đột ngột 9
1.5 S b l u hai m
ơ đồ ộ nghịch ư ức 11
1.6 S b l u ba m
ơ đồ ộ nghịch ư ức 11
1.7 C t và ký c b
ấu trúc ổng quát hiệu ủa ộ biến ma tr
đổi ận 12
1.8 M s c
ột ố ấu trúc á chuy m hai chi
kho ển ạch ều 13
1.9 C k thu PWM c
ác ỹ ật ơ bản 14
1.10 S nguyên lý c
ơ đồ ủa động ơ
c xoay chi ba pha ( CXCBP)
ều Đ
nuôi b t n ngu
ởi biến ầ ồn áp
15
1.11 S n ba cu dâ
ơ đồ ối ộn y và vectơ không gian v n
ứng ới khả ăng
thứ 4
16
1.12 T v t chu do ba c van b d c t t nên
ám éc ơ ẩn ặp án ẫn ủa biến ần ạo 17
1.13 Thực vect u
hiện ơ s b k b hai v t i chu
ất ỳ ằng éc ơ đ ện áp ẩn 18
1.14 Biểu xung c vect i thu g sáu th S
đồ ủa ơ đ ện áp ộc óc phần ứ nhất 1 19
1.15 Đặc đ ố
tính iện - t
áp ần s 23
1.16 Đ ở
iều khiển theo luật U/f vòng h 24
2.1 Nguyên lý của phương pháp điều rộng sin 26
2.2 Sơ đồ dạng điện áp trên các pha của phương pháp SINPWM 27
2.3 Nghịch lưu áp 4 bậc dạng diode kẹp 29
2.4 Nghịch lưu áp dạng cascade 31
2.5 Dạng tụ thay đổi 32
2.6 Sơ đồ bộ nghịch lưu áp ba pha 3 bậc NPC 34
2.7 Trạng thái chuyển mạch và điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu 3 bậc 35
2.8 Điện áp ra của bộ nghịch lưu ba bậc 36
2.9 Sơ đồ dạng điện áp trên các pha của bộ nghịch lưu áp ba bậc 37

7. 2.10 Sơ đồ bộ nghịch lưu áp ba pha 5 bậc NPC 38
2.11 Giản đồ xung kích và điện áp của bộ nghịch lưu áp năm bậc 39
2.12 Mô hình vật lý động cơ không đồng bộ ba pha hai cực dây quấn
đấu Y
42
3.1 Đặc tính thực nghiệm của động cơ không đồng bộ 57
3.2 Kết quả mô phỏng với ảnh hưởng của điện áp không sin 58
3.3 Kết quả mô phỏng với ảnh hưởng của tần số 62
3.4 Kết quả mô phỏng với ảnh hưởng của tải 73
3.5 Kết quả mô phỏng với ảnh hưởng của tần số sóng mang 82

8. -1-
L ÓI
ỜI N ĐẦU
Trước đây, trong các hệ thống truyền động có yêu cầu điều chỉnh tốc độ
thì động cơ một chiều được sử dụng rộng rãi hơn động cơ xoay chiều, do việc
điều khiển động cơ xoay chiều gặp nhiều khó khăn, chủ yếu bởi các yếu tố:
- Động cơ xoay chiều là phần tử phi tuyến mạnh, phần cảm và phần
ứng không tách biệt nên rất khó khăn khi điều khiển tốc độ và mô men.
- Trong hệ thống truyền động, yêu cầu phải điều khiển và sinh mô men
ở vùng tốc độ thấp.
Ngày nay, động cơ xoay chiều (nhất là động cơ không đồng bộ rôto
lồng sóc) được dùng phổ biến trong công nghiệp (vì có nhiều ưu điểm là độ
tin cậy tốt, giá cả thấp, trọng lượng nhẹ, kết cấu chắc chắn và dễ bảo dưỡng),
với dải công suất từ hàng trăm Watts đến hàng vài Megawatts, là bộ phận
chính trong các hệ truyền động.
Ở nước ta trong những năm gần đây, việc sử dụng động cơ không đồng
bộ ngày càng phát triển mạnh. Nó đã đi vào tất cả các lĩnh vực kinh tế xã hội.
Các nhà máy sản xuất động cơ hàng năm cho ra thị trường khoảng 60-70 ngàn
động cơ không đồng bộ, chưa kể đến các loại động cơ được nhập từ nước
ngoài. Do đó việc nâng cao chất lượng động của hệ thống truyền động biến
tần động cơ rất qua trọng.
Trên quan điểm đó, bản luận văn đã đánh giá, so sánh chất lượng của
các hệ thống biến tần khác nhau. Giữa các yếu tố ảnh hưởng chủ yếu tới chất
lượng của hệ thống
Bản luận văn bao gồm ba chương:
Chương 1: Tổng quan về các hệ truyền động xoay chiều thay đổi tần số.
Chương 2: Xây dựng mô hình hệ thống biến tần động cơ
-
Chương 3: Nghiên cứu ảnh hưởng của điện áp không sin đến hệ thống biến
tần – động cơ

9. -2-
Xin chân thành cảm ơn các thầy cô giáo bộ môn Thiết bị điện điện tử
-
trường ĐHBK Hà nội, và đặc biệt là thầy giáo TS. Trần văn Thịnh đã tận tình
giúp đỡ em hoàn thành bản luận văn này.
Do thời gian và trình độ có hạn, nên bản luận văn không tránh khỏi
những thiếu sót và nhiều vấn đề còn phải hoàn thiện thêm. Em rất mong nhận
được các ý kiến chỉ dẫn của các thầy, cô và ý kiến đóng góp của đồng nghiệp.

10. -3-
CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ CÁC HỆ TRUYỀN ĐỘNG XOAY
CHIỀU THAY ĐỔI TẦN SỐ
1.1 Kh chung
ái quát
S tri c n công nghi p hóa và t ng hoá các qu c gia
ự phát ển ủa ền ệ ự độ ở ố
hi n u
ện nay ang các h ng truy
đ được ệ thố ề động ) xoay chi
điện (TĐĐ ề t n s
ầ ố
thay i (TST ) tác ng r m . Ng nay, nh s tri cô
đổ Đ độ đến ất ạnh ày ờ ự phát ển ng
ngh t linh ki b d công su l ( tranz
ệ chế ạo ện án ẫn ất ớn istor MOSFET, IGBT…)
và vi m s lý s (DSP), i
ạch ử ố đ ều chỉnh ố đến ử ộng
s (DC) đã dẫn việc s dụng r
r c h truy i dùng c xoay chi và h ành c
ãi ác ệ ền động đ ện động ơ ều việc ình th ác
h i m cho lo c n
ệ thống đ ều khiển ới ại động ơ ày.
à chung v n công nghi tri c , n công nghi
Ho ào ền ệp phát ển ủa thế giới ền ệp
c n ta có b tri
ủa ước đã những ước phát ển đáng ể ăm sản xuất ra hàng
k , hàng n
chục ngàn động cơ ưa tính số nhập khẩu [6]. Vì vậy tiềm năng tiết kiệm
, ch
n ng l
ă ượng từ số động cơ này khi áp dụng các kỹ thuật tiết kiệm nă ượng
ng l
là rất lớn.
Có n r c
thể ói ằng ác hệ thống TĐĐ tiêu thụ tới 2/3 tổng lượng điện tiêu
thụ trong công nghiệp, vì vậy chúng đóng vài trò then chốt trong việc tiết
kiệm nă ượng. ă ượng ẽ
ng l Việc tiết kiệm n ng l s mang lại lợi ích rất lớn ô
kh ng
chỉ ề ế
v mặt kinh t mà c có t
òn ác d b v môi tr
ụng ảo ệ ường
Theo [3] T xoay chi u
, hệ thống ĐĐ ều đầ tiên (với công suất 400 hp) sử
d b i tiratron c p cho c b ( B) c c l i c l p
ụng ộ biến đổ ấ động ơ đồng ộ ĐC Đ ự ồ , đượ ắ
đặt n m 1932. H T
ă ệ ĐĐ c l
TSTĐ này đượ ắp đặt m m c ích t m
nhằ ụ đ tiế kiệ
n ng l . Cùng kho i gian này (1930), ngành s t c ã dùng
ă ượng ảng thờ đường ắ Đứ đ
các bộ ế tần trực tiếp hơ ỷ
bi n i thu ngân (mercury-arc cycloconverter) bi i
ến đổ
50Hz thành Hz
3
2
16 dùng cho truy c xoay chi d trong
ền động động ơ ều ùng

11. -4-
giao thô . M c dù các h ã c t n t n
ng ặ ệ thống TĐĐ TSTĐ đ đượ biế đế ừ những ăm
1930, nh ng s i c a tiristor hay IGBT và các linh ki n bán d n ch t
ư ự ra đờ ủ ệ ẫ ấ
l cao, các vi m i u khi n, các IC chuyên d , thi các m
ượng ạch đ ề ể ụng hoàn ện ạch
b i, các k thu t i u khi n m i c s thúc y m k thu t
ộ biến đổ ỹ ậ đ ề ể ớ thự ự đẩ ạnh ỹ ậ TĐĐ
và s p nh n c a
ự chấ ậ ủ thị trường p
. M c tiêu là nâng cao u t, i gian á
ụ hiệ suấ thờ đ
ứ ằ
ng b ng 0, không có sóng hài v i h
ớ ệ số bằng 1, không có tiế ồ , dải
cos ng n
điều chỉnh bằng vô cùng, hoạ ở ệ ị ố ở ấ
t động nhi t độ cao, không b chi ph i b i ch t
l x u c a ngu
ượng ấ ủ ồ ạ ỗ ấ ổ
n lưới, ho t động không có l i, ch t lượng n định không
ph ng
ụ ộ ự ố ả
thu c vào s thay đổi thông s và nh hưở c a nhi u t i, tích h p b
ủ ễ ả ợ ộ
bi n
ế đổi và máy i n thành m t
đ ệ ộ đơn v và t t c yêu c trên ang là v
ị, ấ ả các ầu đ ấn
đề nghiên c và d
được ứu áp ụng.
Chúng ta c n ra r , i t công su và h truy
ũng nhậ ằng đ ện ử ất ệ thống ền động
đ ố đổi ẽ ỹ ậ ố ộ ạ đ
iện tần s thay s là k thu t then ch t cho các cu c ch y ua công
nghi p toàn c u trong th k n
ệ ầ ế ỷ 21 ày.
1.2. C c
ác ấu b
trúc ộ bi n
ế đổi ầ ố đ ể
t n s i n hình
Trong th t s d
ực ế ử ụng đ ă đổi ố
iện n ng, ta cần thay tần s của nguồn cung
c , do v c b t s d r r trong truy i
ấp ậy ác ộ biến ần được ử ụng ộng ãi ền động đ ện,
trong c thi b n b c , trong thi b chi sáng
ác ết ị đốt óng ằng ảm ứng ết ị ếu …
Bộ biến t là thi b n ng l
ần ết ị biến đổi ă ượng đ ừ ố
iện t tần s công nghiệp
(50Hz) sang ngu có t s thay cung c cho c xoay chi
ồn ần ố đổi ấp động ơ ều. Có
r c b t n s , tuy nhiên ta có ân thành 3 c
ất nhiều ấu trúc ộ biến đổi ầ ố thể ph ấu trúc
đ ể ộ ế ầ ộ ế ầ ộ đổi
i n hình nhất là b bi n t n trực tiếp, b bi n t n gián tiếp và b biến ma
trận. Nói chung c b
ác ộ đổi đều ả đ
biến phải tho m c
ãn ác iều kiện:
- Có n t s , theo giá t
khả ăng điều chỉnh ần ố trị ốc độ đặt mong muốn
- Có khả ă đ đ ố ừ ở
n ng iều chỉnh iện theo t
áp ần s , để duy trì t ông khe h
th
kh ng
ô đổi trong vùng i mô men không .
đ ều chỉnh đổi

12. -5-
- Có n ng cung c dòng
khả ă ấp đ định ở ố
iện mức mọi tần s .
Dưới đây ta s l qua c c và
ẽ ược ác ấu trúc đặc đ ể ừng
i m của t cấu trúc đó.
1.2.1. B b
ộ iến tần trực tiếp
Biến t l nhi v t s v f
ần trực tiếp àm ệm ụ biến đổi ần ố đầu ào 1 thành t s
ần ố
đầu ra f2 b c c dòng xoay chi t n s f
ằng ách đóng ắt ều ầ ố 1. N ung, t n s và
ói ch ầ ố
đ ỏ ơ ầ ố đ ă ượng
iện áp ra luôn nh h n t n s và iện v . N
áp ào ng l trao đổi trực tiếp
không thông qua khâu trung gian, n ng l t t có quay tr v l
ă ượng ừ ải thể ở ề ưới
khi m b l ngh l u ph thu v
ột ộ biến đổi àm việc ở chế độ ịch ư ụ ộc như ậy hiệu suất
trong b t là r cao. Theo [2,3], nguyên lý t
ộ biến ần trực tiếp ất biến ần trực tiếp
đã c
được ấp b minh t n m 1920. N m 1930
ằng phát ừ ă ă ở Đức đã s d b
ử ụng ộ
chỉnh l u có i
ư đ ều khiển b â t nên t
ằng đèn thuỷ ng n để ạo ần số Hz
3
2
16 dùng
trong truy c xoay chi m pha trong giao thông.
ền động động ơ ều ột Đồng thời,
trong th gian n b t d 18 t atron cung c cho
ời ày ộ biến ần trực tiếp sử ụng đèn ir ấp
động ơ đồng ộ ự được ử ụng ỳ ừ
c b 400 mã l c s d tại hoa k . T khi ph minh ra
át
t isto, c b
ir ác ộ đ ử được ử ụng
biến tần công suất lớn iều khiển vi x lý s d rộng rãi
trong truy t công su l . Thi b t v m
ền động ốc độ thấp ất ớn ết ị biến ần trực tiếp ề ặt
c , tuy l b thi b l chi trung gian nh ng s
ấu trúc ược ỏ được ết ị chỉnh ưu đảo ều ư ố
l linh ki l i t ng l r nhi ích
ượng ện ạ ă ên ất ều, k thước ổng ă
t t ng lên r l
ất ớn.
ày nay, c b n t n tr s d làm b
Ng ác ộ biế ầ ực tiếp thường chỉ được ử ụng ộ biến
đổi đ ể ư đượ
cho loại tải có tốc độ thấp công suất rất lớn, i n hình nh c dùng
trong c h truy c b mà yêu c xuyên l
ác ệ ền động động ơ đồng ộ ầu thường àm việc
ở ư
tốc độ thấp nh m c nghi
áy án thép, máy ền bi…
1.2.2 Bộ biến tần gián tiếp
B t là b t n s n nh nay. V
ộ biến ần gián tiếp ộ biến đổi ầ ố phổ biế ất hiện ề
thực , c c b n là s k h hai b , b
chất ấu trúc ủa ộ biến đổi ày ự ết ợp giữa ộ biến đổi ộ

13. -6-
chỉnh l u và b ngh l u. Nh v t s c ông qua khâ
ư ộ ịch ư ư ậy, để biến đổi ần ố ần th u
trung gian m chi C
ột ều. ấu trúc t át ch ra trên hình 1.1.
ổng qu ỉ
B t có chia ra l ba lo ính v b
ộ biến ần gián tiếp thể được àm ại ch tuỳ thuộc ào ộ
chỉnh l u và ngh l u (hình 1.2)
ư ịch ư
- B t v h l u ngu i r ng xung v b
ộ biến ần ới nghịc ư ồn áp đ ều biến độ ộ ới ộ
ch áp
ỉnh l u dùng i 1.2a). i
ư đ ốt (hình Đ ện m chi
ột ều t b l u khô
ừ ộ chỉnh ư ng
đ ị ố đổi được ờ ụ đ ị ố
iều khiển có tr s ô
kh ng lọc nh một t iện có tr s á l
kh ớn.
Đ ố được đ
iện và t
áp ần s iều chỉnh nhờ ộ ịch ư
b ngh l u điều biến độ rộng xung
Hình 1.1 S c
ơ đồ ấu trúc ổng của bộ biến tần gián tiếp
t quát
u2, f2
a
b
c
A
B
C
Mạch
chỉnh
lưu
Mạch
nghịch
lưu
mạch
lọc
u1, f1
-
-
b)
+
~ u1, f1
Đ
~ u2, f2
c
L
H 1.2 S c
ình ơ đồ khối ủa c b t
ác ộ biến ần gián tiếp
-
c)
+
~ u1, f1
Đ
~ u2, f2
a)
-
a)
+
~ u1, f1 ~ u2, f2
c

14. -7-
(PWM), c m ngh l u b c tranzit (BJT, M FEST, IGBT)
ác ạch ịch ư ằng ác or OS
được đ đảm ả đ động ơ
iều khiển theo nguyên lý PWM b o cung cấp iện cho
áp c
có d g sin nh .
ạng ần ất
- B t ngh l u ngu d xung vuông và b
ộ biến ần ịch ư ồn áp ạng ộ ỉnh ư đ
ch l u iều
khi ình 1.2b). i i
ển (h Đ ện áp đ ều chỉnh ờ ộ ỉnh ư đ
nh b ch l u có iều khiển ( thông
thường ằng ộ ịch ư ă đ
b t isto ho
ir ặc tranzit ), b
or ngh l u có chức n ng iều chỉnh tần
s c i ra có d
ố động ơ. Đ ện áp ạng hình xung vuông.
- B t v l u dòng i và l i khi dùng
ộ biến ần ới nghịch ư đ ện chỉnh ưu đ ều ển
t isto (hình 1.2c). Ngu m chi cung c cho ngh l u là ngu dòng
ir ồn ột ều ấp ịch ư ồn
v b l là áng l .
ới ộ ọc cuộn kh đủ ớn
Sau y ta s xem x
đâ ẽ ét đến t trong s c t ình
ừng khối như ơ đồ ấu trúc ổng quát (h
1.1).
* Bộ chỉnh lưu
l u dùng
Chỉnh ư để i xoay chi ành m
biến đổi đ ện áp ều th ột chiều, chỉnh
l u có là ông i có i u khi
ư thể kh đ ều khiển hoặc đ ề ển.
Hình 1.3 Cấu trúc của một số bộ chỉnh lưu sử dụng cho bộ biến tần
gián tiếp; a)Chỉnh lưu điôt; b)Chỉnh lưu
dùng dùng Tiristo;
c) Chỉnh lưu dùng IGBT (PWM)
a) b) c)

15. -8-
nay có 3 c c
Hiện ấu trúc ủa b ch l u th s d ê
ộ ỉnh ư ường được ử ụng như tr n
h 1.3. B l i là c n nh nay (h 1.3a), và
ình ộ chỉnh ưu đ ốt ấu trúc phổ biế ất hiện ình
được ử ở ế
s dụng dải công suất bi n t n trong kho d
ầ ảng ưới ộ ỉnh
chục kW. B ch
l u s d iôt hay T isto làm m d s c i áp ngu . H n n
ư ử ụng đ ir éo ạng óng ủa đ ện ồn ơ ữa
v i b l u T isto, h s c
ớ ộ chỉnh ư ir ệ ố os t l v g m c c T isto, do
ỷ ệ ới óc ở ủa ác ir đó
làm gi m ch l c l i c ph c c i , ng
ả ất ượng ủa ưới đ ện. Để khắ ụ ác nhược đ ểm đó ười
ta s d b h l
ử ụng ộ chỉn ưu đi r xung (PWM). B l
ều biến độ ộng ộ chỉnh ưu PWM
có i m là h s
ưu đ ể ệ ố đổi ầ ư ằng đ
c ông
os kh và g n nh b 1 trong suốt dải iều
chỉnh. Nh i m c
ược đ ể ủa c c b l
ác ấu trúc ộ chỉnh ưu h 1.3a và 1.3b là nó
ình chỉ
cho phép d i theo m chi t l v . Tuy nhiên, nhi n t
òng đ ện đi ột ều ừ ưới ào ều biế ần
d làm b cho c t có yêu c àn n ng l v l
ùng ộ nguồn ác loại ải ầu ho trả ă ượng ề ưới,
đ ể ư động ơ đ điều khiển động ơ đột
i n hình nh c iện. Khi giảm tốc độ c ngột, thì
động ơ ẽ ể
c s chuy n sang làm vi h t sinh, nh ên hình 1.4.
ệc ở chế độ ãm ái ư tr
C n ng t c c s s
ơ ă ừ ơ ấu ản xuất ẽ được biến
thành i n
đ ện ăng ở đầu động ơ Điện
cực c .
n ng n qua b l u s t i
ă ày ộ nghịch ư ẽ ạo ra đ ện
áp l ên t l . H 1.3c a ra c
ớn tr ụ ọc ình đư ấu
trúc b l u cho phép ho n ng
ộ chỉnh ư àn trả ă
l v l khi t c l
ượng ề ưới ải động ơ àm việc ở
chế độ h tái sinh. V s hình 1.3c,
ãm ới ơ đồ
khi c làm vi c ì
động ơ ệc ở chế độ động ơ th
6 điôt s t ành m b c l
ẽ ạo th ột ộ ầu chỉnh ưu và c p ngu m chi cho ph
ấ ồn ột ều ần
m sau. Khi x ra h t sinh, do i áp trên m l t ng lên, nê
ạch phía ảy ãm ái đ ện ạch ọc ă n
c i s b óa l , và m
ác đ ốt ẽ ị kh ại ạch điều khiển ịch ư ẽ
ngh l u s mở c van IGBT
ác
theo một trình tự nhất định để thực hi ho
ện àn n ng l v ngu l .
trả ă ượng ề ồn ưới
* B l
ộ ọc
Vï ng h·m
t¸i sinh
Hình 1.4 Hãm tái sinh khi
giảm tốc độ đột ngột
1
2
3

16. -9-
Có hai v í trong m b n t n gián ti c b l là sau ch l u và sau
ị tr ột ộ biế ầ ếp ần ộ ọc ỉnh ư
ngh l u.
ịch ư
+ Bộ lọc san phẳng điện áp ra của bộ chỉnh lưu:
ra c b l u là i áp m chi , v các ch hình sin
Đầu ủa ộ chỉnh ư đ ện ột ều ới ỏm
nhấ ộ ụng ẳng đỉnh đ
p nhô. B lọc có t d
ác san ph các sin n trong
ày iện và
áp
d i l u. Ngo ra, b l n c có m t tác d quan tr
òng đ ện chỉnh ư ài ộ ọc ày òn ộ ụng ọng
kh gi n ho bi gi
ác àm
, đó là nó ánh l
tr á đoạn ạt c
động ủa ến t n khi x ra c
ầ ảy ác án
đ ả
oạn ngắn hạn hoặc thấp áp ngắn hạn của nguồn cung cấp, làm gi m độ nhạy
c c
ảm ủa h v c c ngu .
ệ thống đối ới ác biến động ủa ồn Thường ử
s d hai lo
ụng ại
b l :
ộ ọc
- B l i c c g là áng san ph : Lo n dùng
ộ ọc đ ện ảm òn ọi cuộn kh ẳng ại ày chỉ
m c n v t sóng h b cao s r i trên cu
ột cuộn ảm ối tiếp ới ải, các ài ậc ẽ ơ ộn kháng, chỉ
có ành m chi i qua cu áng, do có t d ng san b
th phần ột ều được đ ộn kh đó ác ụ ằng
đ ỉnh ư ường được ử ụng ộ ỉnh ư
iện áp ch l u, th s d trong c b
ác ch l u công suất lớn,
giảm h s hình dáng c
ệ ố ủa dòng i l u.
đ ện chỉnh ư Đi l t là X
ều kiện ọc ốt L>>Rt.
- B l t i dung C song song v t , nh s óng
ộ ọc ụ đ ện: Điện được đấu ới ải ờ ự ph
n c t theo quy lu h s m mà i ra c b l
ạp ủa ụ ật àm ố ũ đ ện áp đầu ủa ộ chỉnh ưu được
san ph , lo n dùng v c t công su
ẳng ại ày thường ới ác loại ải ất nhỏ.
Ngo hai b l ên ng ta c s d b l k h : LC ho CLC.
ài ộ ọc tr ười òn ử ụng ộ ọc ết ợp ặc
Thường ế ầ ộ đ
với bi n t n nguồn dòng ì b
th lọc n là
ày cuộn dây iện cảm, c v
òn ới
biế ầ
n t n ngu áp thì b l là t i .
ồn ộ ọc ụ đ ện
+ Bộ lọc các sóng hài sau bộ nghịch lưu:
i sau b l
Do đ ện áp ộ nghịch ưu thường ạng
có d c xung vuông, có
ác nghĩa
là ngo ành s c b ì c r t nhi các sóng i
ài th phần óng ơ ản th chúng òn chứa ấ ều đ ều
h b cao. C s
òa ậc ác óng đi hòa b cao n gây ra t hao ph và mô men
ều ậc ày ổn ụ

17. - -
10
rung trê c . B l n có t d l c ành h b
n động ơ ộ ọc ày ác ụng ọc ác th phần ài ậc cao. Bộ
l n s d b l c h LC ho b l ông th . B l
ọc ày thường ử ụng ộ ọc ộng ưởng ặc ộ ọc th ấp ộ ọc
thông th là á d h n do nó gây suy
ấp giải pháp kh đơn giản nhưng ít được ùng ơ
gi ph
ảm c ành n sóng c b
ả th phầ ơ ản. Để khắc ục i ta dùng b
đ ều đó người ộ lọc
c h
ộng ưởng.
* Bộ nghịch lưu
Ngh h l u là thi b dòng i m chi ành dòng i
ịc ư ết ị biến đổi đ ện ột ều th đ ện
xoay chi v t n s ra có thay và l v t l
ều ới ầ ố thể đổi được àm việc ới phụ ải độc ập.
Có r c u tr m ngh l a ra. Ph thu v
ất nhiều ấ úc ạch ịch ưu đã được đư ụ ộc ào loại
nguồn người ta phân thành hai lo :
ại
- l u ngu á cung c t ngu
Nghịch ư ồn p được ấp ừ ồn ột
m
áp chi , là thi b
ều ết ị
biến m chi ành ngu xoay chi v t s ý.
đổi nguồn áp ột ều th ồn áp ều ới ần ố tuỳ
- l u ngu dòng cung c t dòng m chi , là
Nghịch ư ồn được ấp ừ nguồn ột ều
thi b t dòng m chi ành dòng xoay chi có t
ết ị biến đổi ừ nguồn ột ều th nguồn ều ần
s ý. Ngo ra, d ên tính n ng dòng c c b chuy m
ố tuỳ ài ựa tr ă , áp ủa ác thiết ị ển ạch
ng ph
ười ta còn ân ra thành: b ngh
ộ ịch l u hai m và b ngh l u nhi
ư ức ộ ịch ư ều
m . Hình 1.5
ức là sơ đồ của bộ nghịch lưu mức, còn trên hình 1. là bộ
hai 6
nghịch lưu mức.
ba
Nghịch lưu PWM
U ~
-
Lọc
T1 T3 T5
T4 T6 T2
+
Udc
Hình 1.5 S b ngh
ơ đồ của ộ ịch ư
l u hai mức

18. - -
11
Đó là những cấu trúc các bộ nghịch lưu phổ biến nhất hiện nay. Bộ
nghịch lưu điều chế độ rộng xung nhiều mức được quan tâm ởi vì chúng dễ
. B ,
dàng ứng dụng với điện áp và công suất lớn trong bộ bù tĩnh bộ lọc tích cực.
,
D ,
o đó các động cơ lớn có thể được điều khiển bởi truyền động tần số thay
đổi đồng thời số ượng mức càng ă
, khi l t ng lên thì càng tạo được nhiều bậc
của điện áp ra gần với điện áp mong muốn, nhờ đó giảm được biên độ của các
sóng hài, đặc biệt là các sóng hài bậc thấp khó lọc, và giảm bớt số lần chuyển
mạch của các van bán dẫn [3].
1.2.3 Bộ biến đổi ma trận [7]
Đây là cấu trúc của bộ biến đổi tần số được công bố khoảng đầu những
năm 1980. Bộ biến đổi ma trận kết hợp trong hệ truyền động động cơ xoay
chiều được cho là thế hệ tiếp theo của các hệ truyền động xoay chiều, sau thế
hệ gồm biến tần gián tiếp động cơ xoay chiều. Một bộ biến đổi ma trận ba pha
-
bao gồm chín khóa chuyển mạch hai chiều (bidirecttional switch) và được sắp
xếp thành ba nhóm. Mỗi nhóm này được nối với một đầu ra tải. Với cách sắp
xếp này bất kỳ đầu ra tải nào cũng có thể được nối trực tiếp đến bất kỳ đầu
vào từ nguồn nào. Cấu trúc cơ bản chỉ ra trên hình 1.7.
-
+
Hình 1.6 Sơ đồ bộ nghịch lưu ba mức
Udc
C
C

19. - -
12
Mỗi khoá chuyển mạch hai chiều có khả năng điều khiển dòng điện và
khóa điện áp theo cả hai chiều. Hình 1.8 đưa ra một số cấu trúc khóa chuyển
mạch hai chiều được xây dựng từ các linh kiện bán dẫn cơ bản. Nếu hệ thống
các đầu vào và đầu ra ba pha được sắp xếp theo kiểu vuông góc nhau, thì hình
dạng bộ biến đổi có dạng tương tự như một ma trận, với các hàng bao gồm ba
pha đầu vào (a, b, c) và các cột gồm ba pha đầu ra (A, B, C), và các khóa
chuyển mạch hai chiều sẽ nối mỗi dòng với mỗi cột, như chỉ ra trên hình 1.7b.
Với cách sắp xếp này bộ biến đổi ma trận cho phép biến đổi một điện áp
tần số f1 thành điện áp ở đầu ra với tần số bất kỳ. Hơn nữa, do giảm nhỏ được
số linh kiện nên hứa hẹn giảm nhỏ được không gian, dòng điện vào hình sin
(không gây méo dạng sóng nguồn lưới), cho phép dòng công suất đi theo hai
a) c)
Hình 1.8 Một số cấu trúc khóa chuyển mạch hai chiều (xây dựng từ các
phần tử cơ bản)
b)
Hình 1.7 Cấu trúc tổng quát và ký hiệu của bộ biến đổi ma trận
S21
S22
S23
a
b
c
a
b
c
B
A B C
S11
S12
S13
A
S31
S32
S33
C b)
a)

20. - -
13
chiều, không cần tụ lọc một chiều có tuổi thọ thấp và chiếm nhiều không gian
là những ưu điểm nổi bật của bộ biến đổi tần số này.
1.3. Điều khiển biến tần bằng kỹ thuật điều chế độ rộng xung (PWM)
Phần này chỉ tập trung giới thiệu các kỹ thuật điều khiển bộ biến tần gián
tiếp. Việc điều khiển bộ biến tần loại này cũng chủ yếu tập trung vào việc
điều khiển bộ nghịch lưu, mà cụ thể hơn là việc điều khiển đóng cắt các van
bán dẫn của phần nghịch lưu. Có hai phương pháp cơ bản điều khiển phần
nghịch lưu này là phương pháp điều biến độ rộng xung (PWM) với điện áp ra
một chiều sau chỉnh lưu là hằng số, điện áp và tần số ra được điều chỉnh nhờ
chuyển mạch nghịch lưu và phương pháp điều khiển chế độ xung vuông
SWM (square-wave mode). Kỹ thuật SWM cho chất lượng điện áp ra xấu,
nên rất ít được sử dụng. Do đó ngày nay kỹ thuật điều khiển bộ nghịch lưu
thường gắn với kỹ thuật PWM. Có hai kỹ thuật PWM cơ bản là kỹ thuật điều
khiển điện áp vòng hở và kỹ thuật điều khiển dòng điện vòng kín (hình 1.9).
Trong các phương pháp PWM, điều khiển điện áp vòng hở có thể chia ra
làm hai phương pháp cơ bản là phương pháp PWM dựa trên sóng mang CB-
PWM (Carrier-Based PWM) và điều biến vectơ không gian SVM (Space
Vector Modulation). Kỹ thuật điều khiển dòng điện vòng kín, ngoài nhiệm vụ
điều biến (xác định các trạng thái chuyển mạch van) còn làm nhiệm vụ
Hình 1.9. Các kỹ thuật PWM cơ bản iều khiển điện áp vòng hở
: a) §
b) §iều khiển dòng điện vòng kín
Udc Udc
Phía AC
(Tải)
us
Bộ điều
biến PWM
usc
a) Phía AC
(Tải)
us
Bộ điều
biến PWM
isc
-
is
b)

21. - -
14
bù/khử sai số dòng điện (do thay đổi thông số tải, điện áp rơi và thời gian chết
trên van...), do đó các bộ nghịch lưu sử dụng kỹ thuật này cho chất lượng tốt,
khử quá tải, bảo vệ dòng điện cực đại, điều khiển dạng sóng dòng điện tức
thời và chính xác. Do thời gian có hạn ta chỉ giới thiệu qua về kỹ thuật PWM
điều khiển điện áp vòng hở.
1.3.1 Phương pháp điều biến dựa trên sóng mang CB-PWM
Nguyên lý chung của các phương pháp điều biến dựa trên sóng mang là
sử dụng một sóng mang tam giác có tần số cao so sánh với ba sóng điều biến
Ua
*
, Ub
*
, Uc
*
(còn gọi là sóng chuẩn hay sóng lệnh – reference, command, RS)
có tần số mong muốn và độ lớn tỷ lệ với điện áp xoay chiều mong muốn để
xác định các thời điểm chuyển mạch của các van bán dẫn.
1.3.2 Phương pháp điều chế vectơ không gian (SVM)
Nguyên lý cơ bản của phương pháp SVM dựa trên vị trí trong không
gian của các vectơ điện áp đầu ra xoay chiều của bộ nghịch lưu.
Hình 1.10 cho thấy sơ đồ nguyên lý của ĐC KĐB ba pha nuôi bởi biến
tần với phần nghịch lưu là bộ nghịch lưu hai mức. Các đôi van được xử lý/
điều khiển sao cho điện áp xoay chiều ba pha với biên độ cho trước, với tần
số cũng như với góc pha cho trước, được đặt lên ba cực của động cơ theo
Hình 1.10 S ên lý c c ông b ba pha
ơ đồ nguy ủa động ơ kh đồng ộ
nuôi b t ngu
ởi biến ần ồn áp
T1 T3 T5
T4 T6 T2
Động ơ
c
Udc
+
a
b
c
N

22. - -
15
đúng yêu cầu. Với sáu van IGBT, mỗi pha của động cơ có thể nhận một trong
hai trạng thái:1 (nối với cực “+” của Udc) hoặc 0 ( nối với cực “ ” của Udc )
-
và với đảm bảo không để xảy ra ngắn mạch nguồn, tức là hai van của cùng
một nhánh (T1 và T4, T3 và T6, hoặc T5 và T2) không được đồng thời đóng-
ON, nên sẽ tồn tại 23
=8 khả năng nối các pha của động cơ với Udc trạng
(8
thái chuyển mạch) có thể xảy ra từ u0 - u7 (xem bảng 1.1.)
Bảng 1.1 Các khả năng nối các pha của động cơ với Udc
Cuộn dây
pha
S t vé
ố thứ ự ctơ
0 1 2 3 4 5 6 7
Pha a 0 1 1 0 0 0 1 1
Pha b 0 0 1 1 1 0 0 1
Pha c 0 0 0 0 1 1 1 1
Ta x k m trong t n ng , ví d n ng th 4 trong b 1.1 v
ét ỹ ột ám khả ă đó ụ khả ă ứ ảng ới
s n hình 1.11a.
ơ đồ ối như
Vì t c pha là nhau nên ta d dàng có i r i trên c
ổng trở ác như ễ được đ ện áp ơ ác
pha nh sau:
ư
Hình 1.11 a) Sơ đồ nối ba cuộn dây pha theo khả năng thứ 4 của bảng 1.1
b) Véc tơ không gian ứng với khả năng thứ 4 của bảng 1.1
+
usb
-
usa
usc
a)
us
b)
Cuộn dây
pha c
Cuộn dây
pha b
us
us
us = 2/3 Udc
Cuộn dây
pha a

23. - -
16
dc
sc
sb
dc
sa
U
u
u
U
u
3
1
3
2
=
=
−
=
(1.1)
D dàng r t h t ng ng v h ta lên ba
ễ thấy ằng ổ ợp thứ 4 đó ươ đươ ới trường ợp áp
cu áp
ộn dây vect i
ơ đ ện us v m
ới ôđun ằng
b 2/3Udc và hình chi c vect u
ếu ủa ơ s
tr tr tr th
ên các ục dây pha cho ta giá
cuộn ị điện áp tức ời lên c dâ
đặt ác cuộn y
pha nh hình 1.11b.
ư
T ng t v n ng th 4 ta có xây d v t
ươ ự như đối ới khả ă ứ thể ựng được éc ơ
kh kh nh
ông gian i t ng cho t c c
đ ện áp ươ ứng ất ả ác ả ă
n ng c l
òn ại ư hình 1.12
sau:
Trong Q
đó 1,- Q4, là c g t . S
ác óc phần ư 1 S
– 6 là c g s . C vect
ác óc phần áu ác ơ
chuẩn được đánh từ u0 u
đến 7. Ta c l ý 2 kh n ng
ần ưu đến ả ă đặc biệt:
Hình 1.12 T v t chu do ba c van
ám éc ơ ẩn ặp
b d c t t nên
án ẫn ủa biến ần ạo
cuộn dây
pha a
u0 α
u1
Q2
u2
u3
u6
u4
S1
S2
S3
S4
S5
S6
Q1
Q3 Q4
cuộn dây
pha b
cuộn dây
pha c
u5
β

24. - -
17
- u0 t ng c ba cu dâ n
ươ ứng ả ộn y được ối với cực âm Udc
- u7 t ng c ba cu dâ n
ươ ứng ả ộn y được ối với cực ươ
d ng Udc
Hai v t n có môdun b ông và m ý quan tr . Khi g
éc ơ ày ằng kh giữ ột nghĩa ọng ắn
to th
ạ αβ v
độ ào ì ta có x c c vect chu m cách
thể ác định được toạ độ ủa ác ơ ẩn ột
d dàng, môdun c c vect chu ô có á là 2/3U
ễ ủa ác ơ ẩn lu n gi trị dc. Nh , ch
ư thế ỉ
b s v t chu ta có xây d c vect i b k
ằng áu éc ơ ẩn đó thể ựng được ác ơ đ ện áp ất ỳ
v ê và g
ới bi n độ óc pha theo yêu c .
ầu
Giả ần
sử ta c phải thực ện ột ơ
hi m vect us n g n s S
ằm ở óc phầ áu 1 hình
như
1.13. Trên hình v ta có ân tích vect u
ẽ thể ph ơ s h hai thành t
thàn phần ương ứng
v 2 vect u
ới ơ p và ut n theo hai h c 2 vect chu u
ằm ướng ủa ơ ẩn 1 và u2. Trong
đó: up là vectơ biên ph u
ải, t là vectơ biên tr .
ái
Ta bi r i s tính ành gian van trong
ết ằng đ ện áp ẽ phải được đổi th thời đóng ngắt
m chu k c xung nào
ột ỳ ắt đấy ả
. Gi thi b chu k là chu k có ích
ết toàn ộ ỳ đó ỳ
được ơ
phép thực hiện vect có môdun là 2/3Udc. Ta có công th sau:
ức
dc
s U
u
u
u
3
2
... 6
1
max =
=
=
= (1.2)
up
u1 α
us
ut
u2
β
Hình 1.13 Th u
ực hiện vectơ s b k b hai v t i chu
ất ỳ ằng éc ơ đ ện áp ẩn

25. - -
18
N gian t a v chu k ích m là T ta có r c
ếu thời ối đ ới ỳ tr ẫu thể út ra được ác nhận
x sau:
ét
- Vect u
ơ s là t vect c
ổng ơ ủa hai vect i u
ơ đ ện áp p và ut u
( s u
= p u
+ t)
- Hai vect ên có b
ơ tr thể được thực hiện ằng cách thực hiện u1 cho up và u2
cho ut trong hai kho gian sau:
ảng thời
T
u
u
T
T
u
u
T
s
t
t
s
p
p
max
max
=
=
(1.3)
Như ế
th ta ph tính c kho gian T
ải ác ảng thời p và Tt, hay n c là
ói ách khác phải
x môdun c c vect u
ác định được ủa ác ơ p, ut ên c s môdun, g pha c
tr ơ ở óc ủa
vect u
ơ s. Mà thay vì hai vect ên (u
thực hiện ơ bi p, ut) ta hai vect
đã thực hiện ơ
chu t trong t gian T
ẩn ương ứng ổng thời p+Tt nên ta c quan tâm t 2 v
ần ới ấn đề
sau:
- S l c
ự àm việc ủa biến ần ại
t trong khoảng thời gian c l
òn T-(Tp +Tt) và
thấy ngay r trong kho
ằng ảng thời gian này biến ần ện
t thực hi một trong hai
vect có m dun b 0 là u
ơ ô ằng 0 và u7 n ra c vect
ên thực đã thực hiện phép ộng ơ
sau:
us u
= p+ut +u0(u7) (1.4)
= )
(
)
(
7
0
2
1 u
u
T
T
T
T
u
T
T
u
T
T t
p
t
p +
−
+
+ (1.5)

26. - -
19
- t c 4 vect b 1.2 sau. B 1.2
Trình ự thực hiện ủa ơ đó như ảng ảng
u0 u1 u2 u7
Pha a 0 1 1 1
Pha b 0 0 1 1
Pha c 0 0 0 1
Qua b ng trên ta th trong
ả ấy ngay trình tự thực hiện các vectơ có lợi nhất khi
phạm vi một chu kỳ các cặp van ít phải chuyển mạch nhất. Do vậy:
+ Nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước là vectơ u0 thì trình tự thực
hiện các véctơ như sau: u0 u1  u2  u7
+ Nếu trạng thái cuối cùng của chu kỳ trước là vectơ u7 thì trình tự thực
hiện các véctơ như sau: u7  u2 u1  u0
Với trình tự thực hiện như trên, tổn hao đóng ngắt của biến tần sẽ là ít
nhất. Nếu ta vẽ liên tục cho hai chu kỳ nối tiếp nhau thuộc góc phần sáu thứ
nhất S1 ư trong hình thì sẽ thu được hình ảnh của phương pháp điều
nh 1.14
chế bề rộng xung thực hiện bằng kỹ thuật tương tự.
000 100 110 111 110 100 000 100
A
B
C
U1 U2 U7 U2 U1 U0
t1 t2 t7 t2 t1 t0
T/2 T/2
H×nh 1.14 Biểu đồ xung của vectơ điện áp thuộc góc phần sáu thứ nhất S1

27. - -
20
v , v t c kho gian th các vect u
Như ậy ới việc ính ác ảng thời ực hiện ơ 1, u2 và
u0 u
hoặc 7 ta có m vect ông gian b k n trong g 1/6
thể thực hiện ột ơ kh ất ỳ ằm óc
thứ nhất (S1). Tính toán t ng t v c g c
ươ ự ới ác óc òn lại.
ng ph i vect ông gian nh ên d cho ph
Phươ áp đ ều chế ơ kh ư tr ường ép thực
hiện vect u
ơ s m g ông gian, song th t ó có
ở ọi óc độ kh ực ế kh thể thực hiện
được ư ế
nh vậy do nhiều hạn ch nhau.
khác
1.4 v c p
. Khái quát ề ác hương pháp điều khiển thay đổi tần số
H h c c ô b d trong công nghi có
ầu ết ác động ơ kh ng đồng ộ ùng ệp đều nhu
c thay t cho phù h v yêu c truy khi t s là
ầu đổi ốc độ ợp ới ầu ền động. Điều ển ần ố
m ng ph i khi cho ph i t c
ột phươ áp đ ều ển hiện đại ép đ ều chỉnh ốc độ động ơ
kh g hi
ôn đồng ộ ơ ộng
b tr n, r và ệu quả. Trư đây, hệ truyền động điện (T
ớc ĐĐ)
một chiều chiếm ưu thế khi chọn lựa cho các ứng dụng đòi hỏi chất lượng cao
nhờ những ưu thế về mô hình tuyến tính của nó. Hệ T một chiều, đặc biệt
ĐĐ
hệ sử dụng loại kích từ độc lập, ta có thể điều khiển độc lập hai thành phần
dòng tạo từ thông dòng tạo mômen quay
i
(dòng mạch đ ện kích từ) và (dòng
mạch đ phần ứng). Do mạch ừ ứng động ơ
iện kích t và mạch phần trong c một
chi kích t l cách ly, vì v
ều ừ độc ập hoàn toàn ậy thuật toán điều khiển n giản,
đơ
t minh,
ường khiến cho chất lượng động cũng như tĩnh rất tốt Đây chính là
.
nguyên nhân đưa động ơ đ ượt ước ở ững ă đầu ứng ụng
c một chiều i v tr nh n m d
đ ố ệ đ động. Mặc dù Đ Đ
iều khiển s trong c h
ác thống iều khiển truyền C K B
rôto lồng sóc có cấu tạo n giản, ễ ưỡng
đơ kết cấu chắc chắn, d bảo d , giá thành
thấp v làm việc tin cậy do kh ệ ổ
à ông có h thống c g / ch
óp ổi than, ng
như việc
đ ă mô hình phức tạp và phi tuyến,
iều khiển gặp nhiều ó
kh kh n do khiến cho
thuật toán điều khiển phức tạp. Vì vậy các Đ Đ
C K B thường chỉ ợc chọn
đư
lựa cho các ứng dụng không đòi hỏi cao về chất lượng điều khiển.

28. - -
21
ây, kho 1970,
Gần đ ảng lý thuyết về điều khiển tựa theo ừ ường hay
t tr
điều khiển vectơ đã mở ờng cho hệ T Đ ĐB phát triển mạnh mẽ, mà
đư ĐĐ C K
đặc biệt là loại động cơ to lồng sóc. Hệ T này khi áp dụng
rô ĐĐ phương pháp
t theo t ôto, có
ựa ừ trường đặc biệt là ph ng pháp tựa theo từ thông r
ươ thể tách
được hai thành phần là thành phần và thành phần
dòng tạo từ thông dòng tạo
mômen quay từ dòng điện xoay chiều ba pha ạ
ch y trong các cuộn dây stato
c c .
ủa động ơ Do vậy, những ưu thế của hệ T một chiều không còn nữa,
ĐĐ
cộng với những tiến bộ của các kỹ thuật Đ đ khiển vi xử lý, các
TCS lớn, vi iều -
công cụ thông minh… đ a loại động cơ Đ to lồng sóc trở thành loại
, ã đư K B rô
động cơ được sử dụng phổ biến hiện nay.
vòng kín,
Trong hệ thống TĐĐ để nhận biết tốc độ hoặc vị trí của trục
động cơ ường ử một cảm biến đo tốc hoặc vị trí của
, th có c c : s
ác ách dụng độ
rôto gắn ngay trên trục động cơ đ ười ta đo các thông số
, hoặc thay vào ó ng
điện trên đầu vào của động cơ rồi tính ra tốc độ hoặc vị trí của r Để có thể
ôto.
điều khiển ừ ường, một thông số rất cần biết đó là từ thông r
tựa theo t tr ôto.
Đ đại lượng phải rất tốn kém mới có thể đ
ây là o được. Vì vậy cần phải có
,
giải pháp đại lượng này.
tính ra
nay, ng ta a ra r t nhi K
Hiện ười đã đư ấ ều phương pháp điều khiển ĐC ĐB
d ên thay t n s , ch chia ra hai nhóm c b là c
ựa tr đổi ầ ố úng được ơ ản nhóm ác
phương pháp điều khiển ướng phương pháp điều khiển
vô h và cá
nhóm c
vectơ.
i khi n vô h là óm c d ên quan
Đ ều ể ướng nh ác phương pháp điều khiển ựa tr
h c l á , ch có ê và t n s
ệ giữa ác đại ượng ở trạng th i ổn định ỉ bi n độ ầ ố (tốc độ
g ) c c vect i áp, dòng i và t ông , h
óc ủa ác ơ đ ện đ ện ừ th được điều khiển. Do đó ệ
th t tr tr
ống điều khiển hoạ động ông d
kh ựa ên vị í t trong không gian
ức thời
c l ó hai vô h
ủa đại ượng điều khiển. C phương pháp điều khiển ướng được biết

29. - -
22
đến nhiều ất ật
nh là d
phương pháp điều khiển ựa ên lu
tr U/f và
điều khiển
phương pháp điều khiển tốc độ trượt r .
không đổi
P i n vect , ngo
hương pháp đ ều khiể ơ ài việc ê và t n s
điều khiển bi n độ ầ ố,
c c v í t c c vect i áp, d i và t ông
òn điều khiển ả ị tr ức thời ủa ác ơ đ ện òng đ ện ừ th
trong kh g gian. Do , h t cho c
ôn đó ệ thống điều khiển hoạt động ốt ả chế độ ổn
đ ế Điều khiển ơ ể
Þnh l
(xác ập) và ch độ á
qu độ. vect có th thực hiện theo nhiều
phương pháp được đến ề
khác nhau. Hai nhóm phương pháp biết nhi u nhất là
phương pháp điều khiển ừ ường phương pháp điều khiển
tựa theo t tr và
mômen trực tiếp.
Do s l c
ố ượng ác phương pháp ừng
trong t nhóm là r nên d
ất nhiều ưới đây
ta s i m qua m s
ẽ chỉ đ ể ột ố phương pháp đ ể
i n hình.
1.4.1 Phương pháp điều khiển vô hướng
Nguyên lý c b c n là d ên c tính t c
ơ ản ủa phương pháp ày ựa tr ác đặc ĩnh ủa
động ơ ữ định ừ
c để gi ổn ê c
bi n độ ủa t ông stato
th s khi t và mô men
ốc độ
thay đổi. Phương pháp được phương pháp điều khiển
biết đến nhiều nhất là
U/f không . Do ta s l qua v
đổi đó ẽ ược ề phương pháp đ ể
i n h n . Theo [9]
ình ày
chế độ của c
động ơ khi i i - t s ông ân tích
đ ều khiển đ ện áp ần ố kh đổi được ph
tr :
ên c s
ơ ở giả thiết
- i stato c có d hình sin x ba pha, có s
Đ ện áp động ơ ạng đối ứng ở trị ố
bi n
ê độ và tần s thay .
ố đổi
- Có b qua hi b m .
thể ỏ ệu ứng ề ặt
- i stato không
Đ ện trở đổi đ ở ừ ể ỏ
, iện tr t á có
ho th b qua. Do ánh
đó nh
m i t á g i áng t á
ạch đ ện ừ ho chỉ ồm đ ện kh ừ ho (Xm). S i stato E
ức đ ện động s
sinh ra b t ông khe h s h i stato U
ởi ừ th ở ẽ nhỏ ơn đ ện áp s m l s ê
ột ượng ụt áp tr n
trở ừ ỏ ừ động
áng t
kh ản t stato. Do b qua c ành
ác th phần s h c
óng ài ủa sức t ,

30. - -
23
nên t ông khe h c có d hình sin và t ông m vòng m vòng
ừ th ở ũng ạng ừ th óc ỗi
dây stato c là h hình sin. T
ũng àm ừ thông móc vòng mỗi vòng dây có dạng:
Φ = Φm sinωst (1.6)
Trong đó: ωs = 2πfs là t s g c i cung c . S i
ần ố óc ủa đ ện áp nguồn ấp ức đ ện động
ứng với mỗi vòng dây stato là :
t
dt
d
e s
m
s
s




cos
=
= (1.7)
Và s d c s i stato là :
trị ố hiệu ụng ủa ức đ ện động
Es= m
s
w
w
m
s N
f
K
N
K 

 1
1 44
,
4
2
/ = (1.8)
Trong N
đó 1 là s vòng dây m pha , K
ố ỗi w là h s
ệ ố dây quấn
T (1.8) ta th r
ừ ấy ằng Φm t l v t
ỷ ệ ới ỷ ố
s Es/ωs hay là Es/fs
Khi i khi t s , n t ông khe h ông ì c s
đ ều ển ần ố ếu giữ ừ th ở kh đổi th động ơ ẽ
được ử ụng ả ả ă ừ
s d hiệu qu nhất, tức là có kh n ng sinh mô men lớn nhất. T
thông khe h ông khi duy trì t s E
ở kh đổi ỷ ố s/fs ông . N s áp trê tr
kh đổi ếu ụt n ở
kháng t t bé có b qua thì E
ản ừ thể ỏ s ≈ Us. Do t ông khe h s
đó ừ th ở ẽ được duy
trì g ông khi duy trì t s U
ần như kh đổi ỷ ố s/fs là h s . Trong th t , do i
ằng ố ực ế đ ện
tr tr tr
ở ể ỏ
stato không th b qua, nên sụt áp ê i
n đ ện ở ứng
stato với dòng i
đ ện
định ẽ đổi ố đ
mức s ô
kh ng khi giảm tần s , trong khi sụt ê
áp tr n iện áng
kh giảm
theo t s , do ó s
ần ố đ ụt ê
áp tr n đ ở
iện tr sẽ ỷ ệ ở ố ỏ ẽ ảnh
chiếm t l lớn tần s nh , s
h l t ông khe h . Vì v ên th t , t l i - t s
ưởng ớn đến ừ th ở ậy tr ực ế ỷ ệ đ ện áp ần ố
th tr tr
ường được ă ở ố
t ng lên v t
ùng ần s thấp để bù lại sụt áp ê i
n đ ện ở stato.
Trên hình (1.15) là d tính i - t s , trong d t
ạng đặc đ ện áp ần ố đó ạng đặc ính
tuy t là d tính mang tính lý thuy , c tính kia là d
ến ính ạng đặc chất ết òn đặc ạng
đặc ử ụng ế ở dạng đặc đ được ộng
t s
ính d trong thực t , t n ,
ính ày iện stato
áp c
thêm thành U
phần s0 t s b ông: U
ở ần ố ằng kh s =Us0 +k ωs

31. - -
24
Trị ố
s Us0 và k được đ ị ố ở ố
chọn để iện stato có
áp tr s cần thiết tần s
b ông và s m
ằng kh trị ố định ức t s m . Ph ng ph i khi
ở ần ố định ức ươ áp đ ều ển
n s d trong c h i khi n gi tính tuy t
ày được ử ụng ác ệ thống đ ều ển đơ ản. Đặc ến ính
đ ố được ằng ỹ đ đ ố
iện - t
áp ần s thực hiện b c k
ác thuật iều khiển iện - t
áp ần s
trong c b t . Trên hình 1.16 gi thi c ính c h i
ác ộ biến ần ới ệu ác khối ch ủa ệ đ ều
khi theo lu i - t s ông
ển ật đ ện áp ần ố kh đổi
1.4.2 Phương pháp điều khiển vectơ
Có r c vect a ra và át tri
ất nhiều ác phương pháp điều khiển ơ được đư ph ển
trong vòng h n ba ch c n m qua. T có d dàng y s chi
ơ ụ ă ừ đó thể ễ nhận thấ ự ếm
H 1.15 t i - t s
ình Đặc ính đ ện áp ần ố
ωs
us
us0
0
lý thuyết
thực tế
Us m
đ
ωs m
đ
SVM
1/p
Tốc độ
đặt
U/f
us0
uDC
3
us
s= fs

s
us
H 1.16 i khi n theo lu U/f vòng h
ình Đ ều ể ật ở

32. - -
25
ư ế phương pháp điều khiển ơ ụng ệ ề
u th của vect áp d trong c h
ác thống truy n
động đi xoay chi l cao. , ch l qua m
ện ều chất ượng Ở đây ỉ ược ột nhóm phương
pháp phổ bi nhóm
ến nhất đó là phương pháp điều khiển ừ ường
tựa theo t tr .
Có hai phương pháp ơ ệ ọ
c bản dựa theo h t a độ trường ử phương
s dụng là
pháp điều khiển ừ phương pháp ẽ được ơ
tựa theo t ông rôto (
th n s
ày làm rõ h n
trong ch ng 2) và
ươ phương pháp điều khiển ừ
tựa theo t ô stato (d
th ng ựa trên
h t stato
ệ ọa độ ).
Nguyên lý chung của phương pháp ừ
tựa theo t ông là chuy mô
th ển đổi
h c sang h t ông t h vect dòng i stato thành hai
ình động ơ ệ toạ độ ừ th để ác ơ đ ện
thành n: d sinh t ông và dòng i sinh mô men (t ng t
phầ òng điện ừ th đ ện ươ ự như
ở động ơ một chi
mô hình của c ều, thành phần dòng i sinh t ông t
đ ện ừ th ương
t v dòng i m kích t và dòng i sinh mômen t ng t dòng
ự ới đ ện ạch ừ đ ện ươ ự như
đ ạch
iện m ph n
ầ ứng).
ông tin chính c i t theo t ông là v í
Th ủa phương pháp đ ều khiển ựa ừ th ị tr
c vect t ông
ủa ơ ừ th 
s c n thi t d chuy h t ói chung có
ầ ế ùng để ển đổi ệ ọa độ, n thể
thu b hai c h khác nhau là:
được ằng ác đó
- V í c vect t ô tính t c á và á t
ị tr ủa ơ ừ th ng được ừ ác gi trị đặt gi trị ốc độ
hoặc vị trí rôto đo được .
- V í c vect t ô o tr p b s
ị tr ủa ơ ừ th ng được đ ực tiế ằng ensơ hoặc được ước
l t c l i áp và d i stato .
ượng ừ ác đại ượng đ ện òng đ ện đo được
1.5 Kết luận
Trong chương 1 ta đã xem xét ái
m cách
ột kh c h truy
quát đến ác ệ ền động
xoay chi thay
ều đổi ố ả
tần s . Trong đó tác gi đã hành t k c k thu
tiến ổng ết ác ỹ ật
biến t s và c
đổi ần ố ác ng ph i K B b
phươ áp đ ều khiển ĐC Đ ằng phương pháp
thay t s trong s c ng ph c là ng
đổi ần ố. Một ố ác phươ áp được đề ập đó phươ

33. - -
26
pháp i khi v t trong không gian, ph ng ph n có r nhi
đ ều ển éc ơ ươ áp ày ất ều ưu
điểm có thể đ động ơ đồng ộ
cho ph ta
ép chúng iều khiển c ông
kh b ba pha như
đ đối động ơ
iều khiển với c một chiều (loại động ơ ư ế ề
c chiếm nhiều u th v các
tính n ng i khi / i ) t nay.
ă đ ều ển đ ều chỉnh ừ trước đến Đây c là c s l
ũng ơ ở để ựa
chọn cho vi xây d mô hình h truy c K B trong ch ng
ệc ựng ệ ền động động ơ Đ ươ
2.

34. - -
27
CHƯƠNG 2: XÂY DỰNG MÔ HÌNH BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ
2.1. Hệ thống biến tần điều biến độ rộng xung điều khiển ĐCKĐB(PWM)
2.1.1 Phương pháp điều biến độ rộng xung SINPWM
Để tạo ra một điện áp xoay chiều bằng phương pháp SINPWM, ta sử dụng
một tín hiệu xung tam giác tần số cao đem so sánh với một điện áp sin chuẩn có tần
số f. Nếu đem xung điều khiển này cấp cho một bộ biến tần một pha thì ở ngõ ra sẽ
thu được một dạng điện áp dạng điều rộng xung có tần số bằng với tần số nguồn sin
mẫu và biên độ hài bậc nhất phụ thuộc vào nguồn điện một chiều cung cấp và tỉ số
giữa biên độ sóng sin mẫu và sóng mang. Tần số sóng mang phải lớn hơn tần số của
sóng sin mẫu.

35. - -
28
Hình 2.1. Nguyên lý của phương pháp điều rộng sin
Khi Vđk> Vtri thì
2
DC
AO
V
V =
Khi Vđk< Vtri thì
2
DC
AO
V
V −
=
Như vậy, để tạo ra nguồn điện 3 pha dạng điều rộng xung, ta cần có nguồn
sin 3 pha mẫu và giãn đồ kích đóng của 3 pha sẽ được biểu diển như hình vẽ dưới
đây:

36. - -
29
Hình 2.2. Sơ đồ dạng điện áp trên các pha của phương pháp SINPWM
Về nguyên lý, phương pháp thực hiện dựa vào kỹ thuật analog. Giản đồ kích
đóng công tắc bộ nghịch lưu dựa trên cơ sở so sánh hai tín hiệu cơ bản:
- sóng mang Vtri
(carrier signal) tần số cao
- sóng điều khiển Vcontrol
- - modulating
reference signal (hoặc sóng điều chế
signal) dạng sin.
Sóng mang Vtri
có thể ở dạng tam giác. Tần số sóng mang càng cao, lượng
sóng hài bậc cao bị khử bớt càng nhiều. Tuy nhiên, tần số đóng ngắt cao làm cho
tổn hao phát sinh do quá trình đóng ngắt các công tắc tăng theo. Ngoài ra, các linh
kiện đòi hỏi có thời gian đóng ton
, và ngắt toff
nhất định. Các yếu tố này làm hạn chế
việc chọn tần số sóng mang.

37. - -
30
-1). Chúng
Đối với bộ nghịch lưu áp n bậc, số sóng mang được sử dụng là (n
có cùng tần số fc và cùng biên độ đỉnh – đỉnh Ac. Sóng điều chế (hay sóng điều
khiển) có biên độ đỉnh bằng Am và tần số fm, dạng sóng của nó thay đổi chung
quanh trục tâm của hệ thống ( n ếu sóng điều khiển lớn hơn sóng
-1) sóng mang. N
mang nào đó thì linh kiện tương ứng sóng mang đó sẽ được kích đóng, trong trường
hợp sóng điều khiển nhỏ hơn sóng mang tương ứng của nó, linh kiện trên sẽ bị khoá
kích. Đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc, chỉ số biên độ ma và chỉ số tần số mf được
định nghĩa như sau:
m
c
f
c
m
a
f
f
m
A
n
A
m
=
−
=
)
1
(
Theo định nghĩa chỉ số điều chế m:
sixsteps
m
m
t
U
U
m
−
=
)
1
(
)
1
(
Với: U(1)m: biên độ thành phần hài cơ bản tạo nên do phương pháp điều chế.
U(1)m-sixsteps: biên độ thành phần hài cơ bản đạt được.
Đối vối bộ nghịch lưu áp ba pha, biên độ thành phần hài cơ bản:
2
)
1
(
U
m
U a
m
t
=
Nếu ma ≤ 1 (biên độ sóng sin nhỏ hơn biên độ sóng mang) thì quan hệ giữa
biên độ thành phần cơ bản áp ra và áp điều khiển là tuyến tính.
Khi ma
>1, biên độ tín hiệu điều chế lớn hơn biên độ sóng mang thì biên độ
hài cơ bản điện áp ra tăng không tuyến tính theo biến ma
. Lúc này, bắt đầu xuất hiện
lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho đến khi đạt ở mức giới hạn cho bởi phương
pháp 6 bước. Trường hợp này còn được gọi là quá điều chế (overmodulation) hoặc
điều chế mở rộng.

38. - -
31
2.1.2 Bộ nghịch lưu áp đa bậc
Khái niệm của bộ nghịch lưu xuất phát từ quá trình điện áp giữa một đầu pha
tải đến một điểm điện thế chuẩn trên mạch DC (điểm 0) thay đổi giữa các bậc giá trị
khác nhau.
Bộ nghịch lưu áp 2 bậc có nhược điểm là tạo điện áp cung cấp cho cuộn dây
động cơ với độ dốc (dv/dt) khá lớn và gây ra một số vấn đề khó khăn bởi tồn tại
trạng thái khác zero của tổng điện thế từ các pha đến tâm nguồn DC (common mode
voltage UNO). Bộ nghịch lưu áp đa bậc được phát triển để giải quyết các vấn đề gây
ra nêu trên của bộ nghịch lưu áp 2 bậc và thường sử dụng cho các ứng dụng điện áp
cao và công suất lớn.
Ưu điểm của bộ nghịch lưu áp đa bậc: công suất tăng lên, điện áp đặt lên các
linh kiện được giảm xuống nên tổn hao công suất do quá trình đóng ngắt của linh
kiện cũng giảm theo; với cùng tần số đóng ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao
của điện áp ra giảm nhỏ hơn so với trường hợp bộ nghịch lưu áp 2 bậc.
Các loại nghịch lưu áp đa bậc
2.1.2.1 Cấu hình dạng diode kẹp: (Neutral point Clamped Multilevel Inverter
(NPC) hoặc diode clamped multilevel inverter)
Hình 2.3. Nghịch lưu áp 4 bậc dạng diode kẹp

39. - -
32
Sử dụng thích hợp khi các nguồn DC tạo nên từ hệ thống điện AC. Bộ
nghịch lưu đa bậc chứa các cặp diode kẹp có một mạch nguồn DC được phân chia
thành một số cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi các tụ điện mắc nối tiếp.
Giả sử nhánh mạch DC gồm n nguồn có độ lớn bằng nhau mắc nối tiếp. Điện
áp pha – nguồn DC có thể đạt được (n+1) bậc. Ví dụ chọn mức điện thế 0 ở cuối
dãy nguồn, các mức điện áp có thể đạt được gồm (0, U, 2U, …, nU).
Các đặc điểm nghịch lưu áp dạng diode kẹp:
• Dạng mạch nghịch lưu áp đa bậc dùng diode kẹp cải tiến dạng sóng điện áp
tải và giảm shock điện áp trên linh kiện n lần. Với bộ nghịch lưu ba bậc,
dv/dt trên linh kiện và tần số đóng ngắt giảm đi một nửa..
• Số tụ điện ít, nhưng phải thêm diode kẹp trong sơ đồ.
• Có thể sử dụng một nguồn áp DC.
• Khi biến tần có bậc lớn hơn 3 thì điện áp mà diode kẹp phải chịu đựng là
VDC(n-2)/(n-1) cao. Do đó sẽ phức tạp trong thiết kế như phải kết nối nối tiếp
các diode.
• Vấn đề không cân bằng điện áp các tụ điện ở biến tần đa bậc dạng này có
thể gây ra quá áp trên một hay nhiều linh kiện đóng cắt.
2.1.2.2 Cấu hình dạng cascade (Cascade inverter)
Sử dụng các nguồn DC riêng, thích hợp sử dụng trong trường hợp nguồn DC
có sẵn như acquy, pin. Cascade multilevel inverter gồm nhiều cầu nghịch lưu đầy
đủ một pha nối tiếp nhau, và mỗi cầu nghịch lưu này sử dụng một nguồn áp DC độc
lập. Thông thường nguồn DC này được lấy từ máy biến áp có nhiều cuộn dây thứ
cấp độc lập, hoặc từ nhiều biến áp riêng biệt.

40. - -
33
Hình 2.4. Nghịch lưu áp dạng cascade
Bằng cách kích đóng các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, 3
mức điện áp ( U, 0, U) được tạo thành. Sự kết hợp hoạt động của n bộ nghịch lưu áp
-
trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng mức điện áp theo chiều âm (- -2U, -
U,
3U,…, nU), n khả năng mức điện áp theo chiều dương (U, 2U, 3U,…, nU) và mức
-
điện áp 0. Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồn n bộ nghịch lưu áp một pha
trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2n+1) bậc.
Ngoài dạng mạch gồm các bộ nghịch lưu áp một pha, mạch nghịch lưu áp đa
bậc còn có dạng ghép từ ngõ ra của bộ nghịch lưu áp ba pha. Cấu trúc này cho phép
giảm dv/dt và tần số đóng ngắt còn 1/3. Mạch cho phép sử dụng các cấu hình
nghịch lưu áp ba pha chuẩn. Mạch nghịch lưu đạt được sự cân bằng điện áp các
nguồn DC, không tồn tại dòng cân bằng giữa các module. Tuy nhiên, cấu tạo mạch
đòi hỏi sử dụng các biến áp ngõ ra.
Các đặc điểm của biến tần đa bậc dạng cascaded inverter:
• Dạng biến tần này là không cần thêm diode hay tụ điện như biến tần đa bậc
dạng diode_clamped, tuy nhiên số bậc điện áp ngõ ra cũng tương tự.
• Số bậc điện áp có thể tăng lên dể dàng bằng cách mắc nối tiếp thêm cầu
nghịch lưu vào.

41. - -
34
• Biến tần dạng cascade lại cần nhiều nguồn dc độc lập trên mỗi bộ nghịch
lưu, trong khi dạng diode_clamped thì có thể chỉ cần một nguồn dc.
Để cân bằng công suất các nguồn dc thì có thể sử dụng các nguồn dc trong
chu kỳ. Việc này làm cho tần số đóng cắt các linh kiện bán dẫn trong sơ đồ cũng
cân bằng.
2.1.2.3 Cấu trúc dùng tụ thay đổi (Flying Capacitor Converter)
Cũng tương tự như dạng diode kẹp, ở đây cấu trúc sơ đồ gồm các tụ điện
được xếp lớp lên nhau mà không có các diode kẹp. Điện áp ngõ ra là kết hợp của
các tụ điện được mắc nối tiếp trên sơ đồ.
Hình 2.5. Dạng tụ thay đổi
Các đặc điểm của biến tần đa bậc dạng dùng tụ thay đổi:
Ưu điểm chính của bộ nghịch lưu dạng này là:
• Khi số bậc tăng cao thì không cần dùng bộ lọc.
• Có thể điều tiết công suất tác dụng và phản kháng nên hiện được dùng vào
việc điều tiết công suất.
Nhược điểm chính:

42. - -
35
• Số lượng tụ điện trong sơ đồ là nhiều dẫn đến giá thành tăng, độ tin cậy
giảm.
• Việc điều khiển sẽ khó khăn khi số bậc tăng cao.
• Mỗi nhánh có thể được phân tích độc lập với các nhánh khác. Không như
biến tần đa bậc dạng diode_clamped khi phân tích phải quan tâm đến cân
bằng điện áp ở ba pha ngõ vào.
• Giá trị các tụ điện là cao dần từ tụ lớp trong cùng tới tụ lớp ngoài cùng. Ví dụ
Cf2=2*Cf1.
2.1.3 Các trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu áp đa bậc
2.1.3.1 Tổng quát
Xét bộ nghịch lưu áp n bậc dạng chứa cặp diode kẹp (NPC). Gọi U là độ lớn
điện áp trên mỗi tụ riêng lẻ. Phụ thuộc điện áp pha nguồn DC cần thiết lập, các
-
linh kiện bị kẹp giữa cặp diode nối đến một điện thế trên mạch DC cần thiết lập sẽ ở
trạng thái kích. Điện tâm nguồn DC tính từ điểm đấu dây của pha tải đến
áp pha -
một điện thế trên mạch DC.
Trạng thái đóng ngắt của các khoá bán dẫn trên một nhánh tải của các pha a,
b, c phải thoả mãn điều kiện kích đối nghịch:
Saj + S’
aj = 1;
Sbj + S’
bj = 1; ( 2.1 )
Scj + S’
cj = 1;
Với j = 1, 2, 3, … (n-1).
Khi kích đóng ngắt các linh kiện theo đúng nguyên tắc trên ta có được giản
đồ xung kích cho các khóa. Tính toán tương tự bộ nghịch lưu áp ba pha hai bậc ta
có các điện áp pha tải: (nếu tải Y)

43. - -
36
3
2 co
bo
ao
ta
u
u
u
u
−
−
= ; )
( 2.2
3
2 co
ao
bo
tb
u
u
u
u
−
−
= ; )
( 2.3
3
2 ao
bo
co
tc
u
u
u
u
−
−
= )
( 2.4
Và
3
co
bo
ao
NO
u
u
u
u
+
+
= )
( 2.5
2.1.3.2 áp ba
Trạng thái đóng ngắt bộ nghịch lưu bậc
Xét bộ nghịch lưu áp năm bậc dạng chứa cặp diode kẹp như hình 2.4.
Hình 2.6. Sơ đồ bộ nghịch lưu áp ba pha 3 bậc NPC
. Các
Gọi U là độ lớn điện áp trên mỗi tụ riêng lẻ phụ thuộc vào điện áp pha
linh kiện kẹp giữa cặp diode nối đến một điện thế trên mạch DC cần thiết lập ở
trạng thái kích. Điện áp pha tâm nguồn DC đạt các giá trị cho trong bảng sau:

44. - -
37
Vout=Vxo Sx1 Sx2 Sx1’ Sx2’
+Vdc/2 1 1 0 0
0 0 1 1 0
- Vdc/2 0 0 1 1
Với x = a, b, c
Bảng 2.1. Trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu áp 3 bậc
Ta thấy có 3 mức điện áp ra tương ứng với 3 trạng thái đóng ngắt linh kiện
cho mỗi pha. Vậy có 33
= 27 trạng thái đóng ngắt cho 3 pha.
Trạng thái đóng ngắt (vg1 - vg4) tương ứng với (S1 – S4) và điện áp ngõ ra
được biễu diễn như hình 2.5
Hình 2.7. Trạng thái chuyển mạch và điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu 3 bậc
Điện áp 3 pha cân bằng vA, vB, vC lệch nhau một góc 2 /3 và điện áp dây có

thể được tính bằng vAB = vA-vB .8
với năm mức điện áp như hình 2

45. - -
38
Hình 2.8. Điện áp ra của bộ nghịch lưu ba bậc
Xét xung kích cho các linh kiện Sx1, Sx2, Sx3, Sx4 được thiết lập trên cơ sở so
sánh n V
sóng điều khiể đka với sóng mang Vtri1 (đối với xung kích cho cặp Sa1 và Sa3)
và Vtri1 (đối với xung kích cho cặp Sa2 và Sa4). = a,b,c.
với x
Cụ thể là:
Vđka > Vtri1 S
 1 = 1; S3 = 0
Vđka < Vtri1 S
 1 = 0; S3 = 1
Vđka > Vtri2  S 2 = 1; S4 = 0
Vđka < Vtri2 S
 2 = 0; S4 = 1
Từ đó ta có thể xác định được điện áp – tâm nguồn DC như sau:
pha







−
+
=
2
0
2
0
dc
dc
x
V
V
V khi
0
1
;
0
1
2
1
1
2
2
1
=
=
=
=
=
=
a
a
a
a
a
a
S
S
S
S
S
S
Tổng quát điện áp pha được tính theo công thức:

−
=
−
=
1
1
0
)
1
(
n
j
xj
DC
x jS
n
V
V

46. - -
39
Điện áp trên các pha có dạng như hình 2.8
Hình 2.9. trên các pha
Sơ đồ dạng điện áp của bộ nghịch lưu áp ba bậc
2.1.3.3 Trạng thái đóng ngắt bộ nghịch lưu áp năm bậc
Xét bộ nghịch lưu áp năm bậc dạng chứa cặp diode kẹp hình 2.10 Gọi U là
.
độ lớn điện áp trên mỗi tụ riêng lẻ. Chọn điểm tâm nguồn DC tại vị trí giữa như
hình.

47. - -
40
Hình 2.10. Sơ đồ bộ nghịch lưu áp ba pha 5 bậc NPC
Ta có bảng trạng thái đóng ngắt như sau:
Vout=Vxo Sx1 Sx2 Sx3 Sx4 Sx1’ Sx2’ Sx3’ Sx4’
Vdc/2 1 1 1 1 0 0 0 0
Vdc/4 0 1 1 1 1 0 0 0
0 0 0 1 1 1 1 0 0
-Vdc/4 0 0 0 1 1 1 1 0
-Vdc/2 0 0 0 0 1 1 1 1
Bảng 2.2. Trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu áp 3 bậc

48. - -
41
Ta thấy có 5 mức điện áp ra tương ứng với các trạng thái đóng ngắt. Vậy có
tổng cộng 5 trạng thái đóng ngắt cho các linh kiện một pha riêng lẻ, nên có 53
= 125
trạng thái đóng ngắt cho 3 pha.
Điện áp trên các pha có dạng như hình 2.11
Hình 2.11. Giản đồ xung kích và điện áp của bộ nghịch lưu áp năm bậc

49. - -
42
* Nhận xét
Có thể điều khiển bộ nghịch lưu áp (điều khiển tín hiệu đóng ngắt lên các
công tắc) bằng nhiều phương pháp, mỗi phương pháp có thể thích hợp với các loại
tải khác nhau. Bộ nghịch lưu áp đa bậc có phạm vi hoạt động chủ yếu đối với tải
công suất lớn. Do đó vấn đề giảm bớt tần số đóng ngắt và giảm shock điện áp trên
linh kiện công suất có ý nghĩa quan trọng. Các thuật toán cố gắng thực hiện duy trì
trạng thái cân bằng các nguồn điện áp DC và khử bỏ hiện tượng common-mode
voltage, nguyên nhân gây ra hiện tượng làm sớm lão hóa động cơ.
2.2 Mô hình toán học của động cơ không đồng bộ ba pha
2.2.1 Đặc điểm của mô hình toán học trạng thái động của động cơ
không đồng bộ
Từ thông của động cơ điện một chiều do cuộn dây kích từ sinh ra, có
thể được xác lập từ trước mà không tham gia vào quá trình động của hệ thống
( trừ khi điều khiển tốc độ bằng điều chỉnh từ thông ). Vì vậy mô hình toán
học trạn thái động của nó chỉ có một biến vào ( đó là điện áp mạch rotor
g ) và
một biến ra ( đó là tốc độ quay ). Trong đối tượng điều khiển có chứa hằng số
thời gian điện cơ Tm và hằng số thờ gian điện từ mạch điện rotor Te, nếu tính
cả thiết bị chỉnh lưu điều khiển tiristor thì có cả hằng số thời gian trễ τ của
khối chỉnh lưu. Trong ứng dụng kỹ thuật, với một hệ thống tuyến tính cấp III
một vào – một ra, có thể ứng dụng lý thuyết điều khiển tuyến tính kinh điển
và phương pháp thiết kế kỹ thuật thực dụng để tiến hành phân tích và thiết kế
một cách dễ dàng.
Tuy nhiên, lý luận và phương pháp nói trên khi vận dụng vào việc phân
tích và thiết kế hệ thống điều tốc xoay chiều thì gặp khá nhiều khó khăn, phải
đưa ra một số giả thiết mới có thể nhận được sơ đồ cấu trúc trạng thái động

50. - -
43
gần đúng, bởi vì so sánh giữa mô hình toán học của động cơ điện xoay chiều
và mô hình động cơ điện một chiều có sự khác nhau khá căn bản.
Khi điều chỉnh tốc độ bằng điều chỉnh tần số nguồn cấp cho mạch
stator động cơ không đồng bộ ( điều tốc biến tần ) cần phải tiến hành điều
khiển phối hợp điện áp và tần số, có hai biến số đầu vào độc lập là điện áp và
tần số, nếu khảo sát điện áp ba pha thì biến số đầu vào thực tế phải tăng lên. Ở
đầu ra ngoài tốc độ quay, từ thông cũng được tính là một tham số độc lập. Bởi
vì động cơ chỉ có một nguồn điện ba pha, việc xác lập từ thông và sự thay đổi
tốc độ quay là đồng thời, nhưng muốn có chất lượng động tốt, còn muốn điều
khiển đối với từ thông, làm cho nó không thay đổi trong trạng thái động, mới
phát huy được khả năng sinh mô men. Vì những nguyên nhân này nên động
cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến số ( nhiều đầu vào và nhiều đầu
ra ) mà giữa điện áp ( dòng điện ), tần số, từ thông, tốc độ quay lại có ảnh
hưởng lẫn nhau, nên nó là một hệ thống nhiều biến gắn bó nhau rất chặt chẽ.
Mạch stator động cơ không đồng bộ có ba nhóm cuộn dây, mỗi một
nhóm khi sản sinh từ thông đều có quán tính điện từ riêng của nó, lại thêm
vào quán tính điện cơ của hệ truyền động, vì thế dù cho không xét tới yếu tố
chậm sau trong thiết bị biến tần, thì mô hình toán học của động cơ không
đồng bộ ít nhất cũng là hệ thống bậc 7.
Tóm lại, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là hệ thống nhiều
biến, bậc cao, phi tuyến, ràng buộc chặt chẽ.
Để nghiên cứu mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng
bộ ba pha, thường phải đưa ra một số giả thiết như sau:
(1) Coi ba cuộn dây của ba pha đối xứng nhau ( đặt lệch nhau 120o
trong không gian, sức từ động do chúng sinh ra phân bố theo qui luật hình sin
dọc theo khe hở không khí )

51. - -
44
(2) t
Bỏ qua bão hòa mạch từ, ự cảm và hỗ cảm của các cuôn dây đều
là tuyến tính
(3) Bỏ qua tổn hao sắt từ, không xét tới ảnh hưởng của tần số và sự
thay đổi nhiệt độ đối với điện trở cuộn dây. Dù cho rotor dây quấn hay lồng
sóc đều qui đổi về dây quấn đẳng trị và qui đổi về mạch stator, số vòng dây
mỗi pha sau khi qui đổi đều bằng nhau.
Từ các qui ước như trên chúng ta xây dựng được mô hình vật lý của
động cơ không đồng bộ ba pha hai cực dây quấn stator đấu sao như trên hình
2.2-1.
Hình 2.12: Mô hình vật lý động cơ không đồng bộ ba pha hai cực dây quấn
đấu Y
Trong mô hình trên, trục của các cuộn dây 3 pha A, B, C trên stator là
cố định, lấy trục A làm trục tọa độ chuẩn, đường trục của các cuộn dây trên
rotor a, b, c, là quay theo rotor, đường trục a của rotor làm với trục A của
stator một góc θ, góc điện θ này chính là lượng biến thiên góc pha không
gian. Đồng thời qui định chiều dương của điện áp, dòng điện, từ thông phù

52. - -
45
hợp với thông lệ của động cơ điện và qui tắc bàn tay phải. Lúc này mô hình
toán học của động cơ không đồng bộ được hình thành bởi các phương trình
điện áp, từ thông, mô men và phương trình chuyển động.
2.2.2 Phương trình điện áp của động cơ không đồng bộ ba pha
Phương trình cân bằng điện áp mạch stator:
dt
d
R
i
u
dt
d
R
i
u
dt
d
R
i
u
C
C
C
B
B
B
A
A
A

+

=

+

=

+

=
1
1
1
(2.6)
Phương trình cân bằng
điện áp mạch rotor:
(2.7)
Trong đó: c
b
a
C
B
A u
u
u
u
u
u ,
,
,
,
, là giá trị tức thời của điện áp pha mạch
stator và rotor
c
b
a
C
B
A i
i
i
i
i
i ,
,
,
,
, là giá trị tức thời của dòng điện stator và rotor
2
1,R
R là điện trở của cuộn dây một pha stator và rotor
Các đại lượng trên đều đã được tính qui đổi về mạch stator để đơn giản
các ký hiệu “” ở góc trên bên phải các đại lượng sau khi qui đổi đều được bỏ
đi.
dt
d
R
i
u
dt
d
R
i
u
dt
d
R
i
u
c
c
c
b
b
b
a
a
a

+

=

+

=

+

=
2
2
2

53. - -
46
Phương trình điện áp được viết dưới dạng ma trận, đồng thời sử dụng
toán tử p thay cho ký hiệu vi phân d/dt như sau:
























+





































=


















c
b
a
C
B
A
c
b
a
C
B
A
c
b
a
C
B
A
p
i
i
i
i
i
i
R
R
R
R
R
R
u
u
u
u
u
u
2
2
2
1
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
(2.8)
Hoặc có thể viết thành: 

+

= p
i
R
u
2.2.3 Phương trình từ thông
Từ thông của mỗi nhóm cuộn dây đều là tổng từ thông tự cảm của bản
thân nó và từ thông hỗ cảm của các nhóm cuộn dây khác đối với nó, vì vậy từ
thông của sáu cuộn dây được thể hiện như sau:
(2.9)
Hoặc có thể viết thành : i
L
=

Trong đó L là ma trận điện cảm 6×6, với các phần tử góc L AA, LBB,
LCC, Laa, Lbb, Lcc là tự cảm của các cuộn dây liên quan, các phần tử còn lại là
hỗ cảm giữa các cuộn dây.
Trên thực tế, từ thông móc vòng giữa các cuộn dây có hai loại: một loại
là từ thông tản chỉ liên quan đến mỗi cuộn dây chứ không xuyên qua khe hở,
còn một loại nữa là từ thông hỗ cảm xuyên qua khe hở giữa chúng, mà loại





































=
























c
b
a
C
B
A
cc
cb
ca
cC
cB
cA
bc
bb
ba
bC
bB
bA
ac
ab
aa
aC
aB
aA
Cc
Cb
Ca
CC
CB
CA
Bc
Bb
Ba
BC
BB
BA
Ac
Ab
Aa
AC
AB
AA
c
b
a
C
B
A
i
i
i
i
i
i
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L

54. - -
47
sau là chủ yếu. Điện cảm tương ứng với từ thông tản của các pha của mạch
stator gọi là điện cảm tản stator Lt1, bởi vì các pha có tính đối xứng, giá trị
điện cảm tản các pha là bằng nhau, tương tự từ thông tản của các pha mạch
rotor tương ứng với điện cảm tản rotor Lt2, từ thông hỗ cảm móc vòng giữa
các cuộn dây trên một pha của stator tương ứng với hỗ cảm stator Lm1, từ
thông hỗ cảm cực đại móc vòng giữa các cuộn dây trên một pha của rotor
tương ứng với hỗ cảm rotor Lm2, bởi vì sau khi tính đổi số vòng day quấn trên
nhóm cuộn day stator và roto là bằng nhau, từ thông hỗ cảm giữa các cuộn
dây đều đi qua khe hở, từ trở bằng nhau, nên có thể coi Lm1 = Lm2.
Đối với cuộn dây trên mỗi pha mà nói, từ thông mà nó móc vòng là
tổng của từ thông hỗ cảm và từ thông tản, vì vậy tự cảm của các pha trên
mạch stator là:
(2.10)
Tự cảm của các pha trên mạch rotor là:
2
1 t
m
cc
bb
aa L
L
L
L
L +
=
=
= (2.11)
Giữa hai cuộn dây khác nhau chỉ có hỗ cảm, hỗ cảm phân thành hai
loại:
1) Hỗ cảm giữa ba pha của stator và hỗ cảm giữa ba pha của rotor
đều là cố định, nên hỗ cảm này là hằng số.
2) Hỗ cảm giữa một pha bất kỳ stator với một pha bất kỳ của rotor
là thay đổi, hỗ cảm là hàm số của chuyển vị góc θ.
Trước tiên nghiên cứu loại thứ nhất, bởi vì góc giữa đường trục
cuộn dây của ba pha là ±120o
, với điều kiện giả thiết từ thông phân bố
hình sin, trị số hỗ cảm là:
1
1 t
m
CC
BB
AA L
L
L
L
L +
=
=
=

55. - -
48
( ) 1
0
1 5
.
0
120
cos
1
120
cos m
o
m L
Lm
L −
=
−

=
 (2.12)
Do đó: 1
5
.
0 m
AC
CB
BA
CA
BC
AB L
L
L
L
L
L
L −
=
=
=
=
=
= (2.13)
1
5
.
0 m
ac
cb
ba
ca
bc
ab L
L
L
L
L
L
L −
=
=
=
=
=
= (2.14)
Riêng về loại thứ hai, hỗ cảm giữa các cuộn dây trên stator và
trên roto, do sự khác nhau giữa vị trí các pha nên lần lượt là:

cos
1 
=
=
=
=
=
= m
cC
Cc
Bb
bB
aA
Aa L
L
L
L
L
L
L (2.15)
( )
o
m
Ac
Ca
Cb
Bc
bA
Ab L
L
L
L
L
L
L 120
cos
1 +

=
=
=
=
=
=  (2.16)
( )
o
m
Cb
bC
aB
Ba
cA
Ac L
L
L
L
L
L
L 120
cos
1 −

=
=
=
=
=
=  (2.17)
Khi đường trục của các cuộn dây hai pha của rotor và stator
trùng nhau, trị số hỗ cảm giữa chúng là lớ nhất và bằng Lm1.
Đem các biểu thức (2.10) (2. ) (2. ) (2. ) (2. ) (2. ) (2. )
11 12 13 14 15 16
(2. 9
17) thay vào biểu thức (2. ) ta sẽ được phương trình từ thông hoàn
chỉnh, rõ ràng là phương trình ma trận này rất đồ sộ. Để đơn giản ngắn
gọn, có thể viết nó dưới dạng ma trận khối:













=








r
s
rr
rs
sr
ss
r
s
i
i
L
L
L
L
(2. )
18
Trong đó:  
T
C
B
A
s 


=
  
T
c
b
a
r 


=

 
T
C
B
A
s i
i
i
i =  
T
c
b
a
r i
i
i
i =
















+
−
−
−
+
−
−
−
+
=
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
t
m
m
m
m
t
m
m
m
m
t
m
ss
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L (2. )
19

56. - -
49
















+
−
−
−
+
−
−
−
+
=
2
1
1
1
1
2
1
1
1
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
2
1
t
m
m
m
m
t
m
m
m
m
t
m
rr
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L
L (2.20)
( ) ( )
( ) ( )
( ) ( ) 









+
−
−
+
+
−

=
=









cos
120
cos
120
cos
120
cos
cos
120
cos
120
cos
120
cos
cos
1
o
o
o
o
o
o
m
T
sr
rs L
L
L (2.21)
Điều cần chú ý là: hai ma trận khối Lrs và Lsr liên
có thể đổi chỗ cho nhau, và
quan tới vị tí của rotor (θ), phần tử của chúng là biến số, đó là một trong
những nguyên nhân làm cho hệ thống phi tuyến.
Nếu thay phương trình từ thông ( phương trình 2.9 vào phương trình điện áp
)
(2.8), sẽ nhận được phương trình triển khai sau:
( )
i
L
dt
di
L
i
R
i
dt
dL
dt
di
L
i
R
i
L
p
i
R
u




+

+

=

+
+

=


+

=


( 2.22)
Trong đó số hạng
dt
di
L là sức điện động đập mạch ( hoạc sức điện động biến
áp ), số hạng i
L






là sức điện động quay, nó tỷ lệ thuận với tốc độ góc ω.
2.2.4 Phương trình chuyển động
Trong trường hợp tổng quát, phương trình chuyển động của hệ thống truyền
động điện có dạng:
(2.23)
dt
d
n
J
M
M
p
c
dt


+
=

57. - -
50
2.2.5 Phương trình mô men
Dựa vào nguyên lý biến đổi năng lượng điện cơ, trong động cơ nhiều cuộn
dây, năng lượng điện từ trong động cơ là:
i
T
T
m L
i
i
W 

=



=
2
1
2
1
(2.24)
Còn mô men điện từ bằng đạo hàm riêng đối với chuyển vị góc θm của năng
lượng điện từ trong động cơ, khi dòng điện không đổi chỉ có một biến là
chuyển vị góc θm , và θm = θ/np, vì
(2.25)
Lấy công thức (2.2 20), đồng thời xét đến quan hệ của công
- ) thay vào (2.2-
19
thức (2.2-14) (2.2-15) (2.2-16) trong ma trận con của điện cảm:
(2.26)
Lại bởi vì:   c
b
a
C
B
A
T
r
T
s
T
i
i
i
i
i
i
i
i
i =
= ta lấy biểu thức (2.2 16) thay vào biểu thức
-
(2.2-21) rồi khai triển ta thu được:
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
 o
b
C
a
B
c
A
o
a
C
c
B
b
A
c
C
b
B
a
A
m
p
r
sr
T
s
s
rs
T
r
p
đt
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
i
L
n
i
L
i
i
L
i
n
M
120
sin
120
sin
sin
2
1
1 −

+
+
+
+

+
+
+

+
+

−
=










+






=





const
i
m
m
p
const
i
m
m
đt
W
n
W
M
=
=



=


=


i
L
L
i
n
i
L
i
n
M
rs
sr
T
p
T
p
đt 
















=





=
0
0
2
1
2
1



(2.27)

58. - -
51
2.2.6 Mô hình toán học động cơ không đồng bộ ba pha
Tập hợp các công thức (2.21) (2.22) và (2.27) vào làm một sẽ thu được
mô hình toán học nhiều biến số của động cơ không đồng bộ ba pha khi chịu
tải có momen không đổi.
(2.28)
trong đó:
dt
d
=
Mô tả toán học động cơ ở dạng phương trình trạng thái phi tuyến:
(2.29)
2.3 Ảnh hưởng của sóng hài lên hoạt động của động cơ
Trong thực tế, do cấu tạo dây quấn và một số nguyên nhân khác nữa mà sức tự
động phân bổ dọc khe hở của máy điện quay không phải là hình sin, có thể biểu
diễn gần đúng dạng bậc thang. Do đó phân bố từ trường dọc khe hở không phải theo
quy luật hình sin, ngoài sóng điều hòa cơ bản còn chứa các điều hòa bậc cao. Một
số từ trường bậc cao có quay theo chiều quay của sóng điều hòa cơ bản, một số
khác lại quay theo chiều ngược lại. Tần số góc quay của sóng điều hòa bậc cao có
thể bằng, lớn hơn hoặc nhỏ hơn tần số góc quay của sóng điều hòa cơ bản. Góc pha
của điều hòa cơ bản thay đổi theo sự thay đổi của phụ tải, của điện áp và của tần số.
Điều hòa bậc cao làm biến dạng phân bổ từ trường khe hở. Điều hòa bậc cao
có hai loại : không gian và thời gian.








+
=





+
+
=
dt
d
n
J
M
i
L
i
n
i
L
dt
di
L
Ri
u
p
c
T
p




2
1
dt
d
M
J
n
i
L
i
J
n
dt
d
u
L
i
L
R
L
dt
di
c
p
T
T






=

−





=

+









+
−
= −
−
2
0
1
1

59. - -
52
Điều hòa không gian vùng khe hở thường do cấu tạo và của máy hoặc do các
phần tử phi tuyến máy điện gây nên, nói cách khác điều hòa không gian vùng khe
hở thường do các yếu tố bên trong máy điện gây nên. Trong khi điều hòa thời gian
vùng khe hở thường do các yếu tố bên ngoài máy điện gây nên.
2.3.1 Điều hòa bậc cao về thời gian.
Máy điện có thể mô tả bằng mạng hai cửa, hoặc khi kể đến tổn hao nhiệt có
thể mô tả bằng một mạng 3 cửa, như thể điều hòa bậc cao về thời gian có thể “ vào
máy điện „ theo 3 cửa : từ lưới điện hoặc từ phía cơ, tư phía nhiệt.
Thí dụ :
- Điều hòa bậc cao về thời gian có thể vào máy từ lưới điện:
Một động cơ làm việc với lưới điện có phần tử phi tuyến ( kháng điện, các
linh kiện bán dẫn...), điện áp và dòng điện không còn biến đổi theo thời gian theo
quy luật hình sin, làm xuất hiện điều hòa bậc cao về thời gian. Hoặc nếu điện áp
nguồn thành phần một chiều, từ trường chứa các điều hòa chẵn bậc cao về thời gian.
Đường cong biểu diễn từ trường khe hở của máy phát điện trùng với đường
cong điện áp.
Biên độ cực đại các điều hòa bậc cao khi điện áp nguồn có dạng xung chữ
nhật là : Lấy biên độ điều hòa bậc nhất bằng 1, điều hòa bậc ba là 1/3, bậc năm là
1/5, bậc v là 1/v. Trường hợp chung xác định biên độ các điều hòa bậc cao bằng
phân tích Furie.
- Điều hòa bậc cao có thể vào máy điện theo cửa năng lượng cơ:
Nếu mô men phụ tải và tốc độ góc có quan hệ không tuyến tính cũng làm xuất
hiện điều hòa bậc cao về thời gian vùng khe hở. Trường hợp công suất lưới điện
không đủ lớn khi tải thay đổi làm thay đổi tốc độ máy và thay đổi điện áp nguồn có
xuất hiện điều hòa bậc cao.
- Điều hào bậc cao về thời gian có thể “ vào máy điện „ theo nhiệt độ :

60. - -
53
Khi đột nhiên thay đổi nhiệt đổ, làm thay đổi thông số và xuất hiện từ trường
bậc cao vùng khe hở không khí. Trong thực tế ảnh hưởng này ít xảy ra nên có thể bỏ
qua.
Tóm lại từ trường bậc cao vùng khe hở do xuất hiện các phần tử phi tuyến có
thể do tác động đồng thời theo 3 cửa: từ lưới điện hoặc từ phía cơ, từ phía nhiệt.
2.3.2 Từ trường bậc cao không gian
Từ trường bậc cao không gian xuất hiện vùng khe hở thường do các yếu tố bên
trong máy điện gây nên. Ví dụ, cấu tạo dây quấn làm sức từ động không thể phân bố
hình sin trong không gian; mặt khác khe hở không trơn (răng rãnh roto và stato),
khe hở không đều ( có dạng côn, elip) cũng là nguyên nhân sinh ra từ trường bậc
cao.
- Từ trường bậc cao không gian sinh ra do cấu tạo dây quấn:
Trước tiên xem xét trường hợp đơn giản nhất, máy điện có khe hở đồng đều,
dây quấn bước đủ (y=v), khi đó sức từ động phân bố dọc khe hở có dạng hình chữ
nhật. Khi phân tích Furie, biên độ các điều hòa sức từ động được tính theo công
thức :
F1m = (4/π)
F3m = (1/3)(4/ )
π
F5m = (1/5)(4/ )
π
........................
F1m = (1/v)(4/ )
π
Trường hợp dây quấn bước quá ngắn, 0,8
y 
 sức từ động phân bố dọc khe
hở có dạng hình thang biên độ các thành phần điều hòa giảm đáng kể. Mặc dù vậy
không thể triệt tiêu hết các sóng điều hòa bậc cao.

61. - -
54
Từ trường điều hòa bậc cao sức từ động không gian là các từ trường quay,
chiều quay của chúng phụ thuộc vào số pha của dây quấn và tần số của sóng điều
hòa.
Máy điện ba pha dây cuốn đối xứng, có các điều hòa bậc cao v = 6n ± 1, n = 0,
1,2 ...
- Các sóng điều hòa bậc v = 6n + 1 (bậc 7,13,19....) quay cùng chiều và có tốc
độ chậm hơn tốc độ quay của sóng điều hòa cơ quan 7, 13, 19... lần.
- -
Các điều hòa bậc v = 6n 1 (bậc 5,11,17...) quay ngược chiều và có tốc độ
chậm hơn tốc độ quay của sóng điều hòa cơ bản 5,11,17... lần.
Máy điện hai pha quấn đối xứng, có các điều hòa bậc cao v = 4n ± 1.
- Các sóng điều hòa bậc v = 4n ± 1. ( bậc 5,9,13...) quay cùng chiều và có tốc
độ chậm hơn tốc độ quay của sóng điều hòa cơ bản 5,9,13... lần.
- Các điều hòa bậc v = 4n ± 1 (bậc 3, 7, 11...) quay ngược chiều và có tốc độ
quay chậm hơn tốc độ quay của sóng điều hòa cơ bản 3,7, 11... lần.
- Từ trường bậc cao không gian sinh ra do cấu tạo răng rãnh.
Trên mặt stato và roto tiếp giáp với khe hở thường phải xẻ rãnh để đặt dây
quấn. Do từ trở răng, rãnh khác nhau, hình dáng của từ trường sẽ khác với hình
dáng của sức từ động phân bổ dọc khe hở, trong từ trường xuất hiện thêm thành
phần điều hòa răng, điều hòa bậc cao.
Để xét ảnh hưởng của điều hòa răng, rãnh, người ta thường chia thành các
bước :
- to)
Bước một : Máy điện chỉ có rãnh đặt dây quấn ở một mặt rô to ( hoặc sta
mặt còn lại không có rãnh, sóng điều hòa răng có bước cực z
 phụ thuộc vào số
rãnh z và đường kính D của rôto ( hoặc stato) : z
D
z

 = Biên độ điều hòa răng phụ
thuộc vào độ sâu rãnh và kích thước khe hở.

62. - -
55
- Bước hai : Máy điện có rãnh đặt dây quấn ở cả mặt stato và mặt stato, phân
bố từ trường vùng khe hở phức tạp hơn. Có thể tính gần đúng bằng cách, xem như
vùng khe hở có hai điều hòa răng rãnh : Điều hòa thứ nhất xuất hiện do có rãnh đặt
dây quấn ở một mặt rôto, còn mặt không có rãnh. Điều hòa thứ hai do có rãnh đặt
dây quấn ở một mặt stato, còn mặt roto không có rãnh.
Máy điện không bão hòa, các bài toán còn đơn giản, từ trường tổng khe hở
được tính bằng phương pháp xếp chồng: bằng tổng điều hòa bậc một Bm và điều
hòa răng Br. Khi xét đến bão hòa sẽ phức tạp hơn.
Nghiên cứu sâu hơn về các điều hòa răng rãnh, người ta đi đến kết luận :
- Biên độ điều hòa răng phụ thuộc vào quan hệ giữa số rãnh stato và roto, nếu
lựa chọn quan hệ không đúng thì biên độ điều hòa răng rãnh tăng bằng tổng biên độ
các điều hòa, vì vậy thường quy định chọn quan hệ giữa số rãnh stato và số rãnh
roto theo biểu thức:
z1 - z2 = 0, 1, 2, 3, 4;
-
z1 z2 = p, p ± 1;
- z2 = 2p, 2p ± 1; 2p ± 2;2p ± 3;2p ± 4;
z1
- z2 = 3p;
z1
Trong đó z1 – số rãnh stato; z2 – số rãnh roto.
- Để giảm biên độ điều hòa răng người ta chế tạo rãnh nghiêng, độ nghiêng của
rãnh ở roto hoặc stato tương ứng bằng một bước cực sóng điều hòa răng. Sức từ
động cảm ứng do điều hòa răng trong thanh nghiêng sẽ bị triệt tiêu nhau, dòng điện
do nó sinh ra gần bằng không thì momen do nó sinh ra cũng bằng không. Điều hòa
răng có bước cực từ τz gọi là điều hòa răng cơ bản, điều hòa bậc cao (bậc v) có bước
cực từ là
z
v

, tần số số góc quay của điều hòa răng bậc v nhỏ hơn tần số góc quay
của điều hòa răng cơ bản v lần.

63. - -
56
- Mạch từ thông tuyến tính, điện trở, điện kháng đều là các thông số phụ thuộc
vào độ dòng điện là nguyên nhân làm xuất hiện điều hòa bậc cao của từ trường
không gian.
- Công nghệ chế tạo không tốt ( khe hở không đều, lệch trục …) cũng là
nguyên nhân sinh ra điều hòa bậc cao.
Điều hòa bậc cao có ảnh hưởng không tốt đến quá trình biến đổi điện cơ, gây
-
tổn hao phụ, moomen phụ, tăng từ trường tản. Các điều hào bậc cao co dòng điện
roto và stato sinh ra có thể chuyển động cùng tốc độ, tác dụng tương hỗ tạo thành
các moomen phụ. Động cơ không đồng bộ roto lồng sóc có momen phụ với hầu hết
các điều hòa bậc cao, ảnh hưởng lớn nhất là khi mở máy.
Trong thực tế, ta chỉ chú ý trừ khử một số điều hào có biên độ lớn nhất. Ví
dụ người ta thực hiện các biện pháp bố trí quấn để hạn chế ảnh hưởng điều hòa bậc
cao sau đây:
- Chọn quan hệ hợp lý giữa số rãnh stato và số rãnh roto.
- Thực hiện dây quấn bước ngắn.
- Thực hiện dây quấn trải.
- Chế tạo rãnh nghiêng lõi thép roto hoặc stato.
Các điều hòa bậc cao lại “ phối hợp” tạo ra các điều hòa mới. Điều hòa mới có
tần số do kết hợp tần số các điều hòa tạo ra chúng. Ảnh hưởng của các điều hòa này
chưa được nghiên cứu đầy đủ.
Cũng như các thiết bị khác, vấn đề quan tâm trước tiên về các sóng điều hòa
dòng điện và điện áp là sự tăng nhiệt do các tổn thất sắt và tổn thất đồng tại các tần
số điều hòa. Các thành phần điều hòa cũng có thể ảnh hưởng đến hiệu suất máy và
momen quay.
Sự tác động khác nhau giữa các từ cảm được tạo bởi các dòng điện điều hòa
trong động cơ không đồng bộ 3 pha khi điện áp cung cấp không sin có thể làm phát

64. - -
57
ra tiếng ồn. Các sóng điều hòa cũng sinh ra sự phân bố từ thông tổng hợp trong khe
hở không khí, trong các điều kiện cụ thể có thể dẫn đến hiện tượng gọi là cogging
(từ chối khởi động) hay (tốc độ dưới đồng bộ ) trong các động cơ không đồng bộ.
Các cặp sóng hài, chẳng hạn như các sóng hài bậc 5, bậc 7 có thể tạo ra các dao
động cơ học trong một tổ hợp máy – tuabin. Các dao động cơ học tạo ra khi
phát
các momen xoắn dao động gây ra bởi sự tác động lẫn nhau giữa các dòng điện điều
hòa từ trường tần số cơ bản kích thích tần số cộng hưởng cơ khí. Chẳng hạn như
một cặp các điều hòa bậc 5, bậc 7 đưa đến kích thích có tính xoắn trên roto máy
phát lại tần số điều hòa bậc 6 là 300Hz. Nếu cặp tần số của dao động cơ học tồn tại
gần với tần số của kích thích điện thì các đáp ứng cơ học cộng hưởng cao có thể
phát triển. Mặc dù không có các tiêu chuẩn về các giới hạn dòng điện hay điện áp
điều hòa cho các động cơ, một số nhà thiết kế đề xuất giới hạn là 5% cho các điện
áp điều hòa để dung cho các động cơ cảm ứng trong việc xem xét sự gia nhiệt trong
máy phát điện.

65. - -
58
CHƯƠNG 3: NGHIÊN CỨU ẢNH HƯỞNG CỦA ĐIỆN ÁP KHÔNG
SIN ĐẾN HỆ THỐNG BIẾN TẦN – ĐỘNG CƠ
3.1. Đặt vấn đề
Ngày nay, các hệ thống truyền động biến tần – động cơ được sử dụng rất
rộng rãi trong công nghiệp. Một trong những vấn đề được qua tâm nhất là
chất lượng động của hệ truyền động. Và một trong những yếu tố ảnh hưởng
đến hoạt động của động cơ đó là điên áp đầu ra của bộ biến tần.
Trong chương này tập trung nghiên cứu ảnh hưởng của điện áp không sin
ở các bộ biến tần đến hoạt động của động cơ không đồng bộ. So sánh chất
lượng của các bộ biến tần hai bậc ba bậc, bốn bậc.
Trong chương này tác giả thực hiện mô phỏng với động cơ có thông số
như sau:
- Điện áp định mức 380Y [V]
- Dòng điện định mức 29,4 [A]
- 2
Số đôi cực
- Tốc độ định mức 1460 [vòng/phút]
- Hệ số cos định mức 0,87
- 98,2 [Nm]
Mômen định mức
- Các tham số điện và cơ
Rs 0,2147 [ ] R
 r 0,2205 [ ]

Lm 0,06419 [H] L
s 0,991e-3 [H]
Lr 0,991e-3 [H] km 0,69
kh 11,28 [W.s/Wb2
] ke 0,159 [W.s2
/Wb2
]
Mdry 0,272 [Nm] B 0,00298 [Nm.s]
kvent 1,46e-6 [Nm.s2
] J 0,102 [kg.m2
]