Amplificadores de Potencia

Push-Pull Distorsión Darlington Realim. Monofuente Puente Zobel
Tema 8: Amplificadores de potencia para audiofrecuencia.
Gustavo Camps-Valls†
†
Dept. Enginyeria Electrònica. Universitat de València. Spain.
gustavo.camps@uv.es, http://www.uv.es/gcamps

Situación y escenario:
Ya conocemos los elementos básicos para una amplificación de la señal en
clase A.
Hemos visto también los elementos para corregir problemas como la
saturación de los transistores, deriva térmica, adaptación de impedancias y
realimentación.
Todos estos conceptos son esenciales para conseguir buenos amplificadores
de potencia.
Qué veremos en este tema:
Analizaremos y diseñaremos amplificadores de potencia básicos para audio.
Nos centraremos en amplis en clase B (contrafase) y clase AB
(complementarios en contrafase).
Veremos cómo reducir la distorsión (de cruce).
Analizaremos los problemas (y soluciones) de la disipación de potencia y
calor.
Veremos cómo adaptar corregir inestabilidades debidas al altavoz.

Contenidos
1 Etapa de potencia en contrafase (push-pull) sin transformador de salida
Esquema y funcionamiento básico
Potencia disipada
2 Distorsión de cruce
Introducción
Métodos de eliminación de la distorsión de cruce
3 Etapas de potencia en configuración Darlington
4 Etapa de realimentación
Esquemas de realimentación
Amplificador cuasi-simétrico con transistores bipolares
Amplificador para cascos con BJTs y operacional
5 Amplificadores con una sola fuente de alimentación
Esquema básico: análisis y diseño
Ejemplo
6 Amplificadores en puente
Esquema básico y funcionamiento
Ejemplos
7 Red de Zobel
Propiedades y utilidad
Ecuaciones de diseño
8 Referencias

Introducción
Una de las aplicaciones más importantes de la realimentación negativa se
da en el diseño de amplificadores para audiofrecuencia, donde uno de los
requisitos principales es la baja distorsión.
Un amplificador de potencia para audio consta fundamentalmente de dos
partes: una etapa de salida de potencia y un sistema de realimentación
negativa.

Esquema básico y consideraciones preliminares
+
-
Vg
+
-
+VCC
+
-
-VCC
RL
Q1
Q2
0
Figura: Etapa de potencia con dos BJT complementarios en contrafase.
Esta configuración exige:
1 Simetr´ıa total en cuanto a que los dos transistores tengan la misma β;
2 Cuando no hay señal de entrada, no debe haber señal de salida;
3 La tensión colector-emisor de los dos transistores será igual a VCC
(funcionamiento en clase B).

Funcionamiento básico
Con señal de entrada no nula, la tensión de salida tampoco lo es, y circula
corriente por RL (resistencia del altavoz, 4Ω u 8Ω).
A partir de +0,7V, Q1 conduce y Q2 se encuentra en corte.
En los ciclos negativos ocurre lo contrario, por lo que cada BJT trabaja
únicamente en un ciclo.
La potencia máxima de salida se logra cuando I0 = VCC
RL
y, por tanto, la
potencia media suministrada por el amplificador a la carga es:
PL = (I0)2
ef RL =
V 2
CC
2RL
.

Potencia disipada
Potencia máxima disipada
La potencia consumida por uno de los transistores no puede superar la
hipérbola de máxima disipación de potencia.
Condición de máxima potencia en la carga: cuando la hipérbola de máxima
disipación y la recta de carga son tangentes.
VCE
VCC/RL
VCC/2
VCC/(2RL)
IC
Q
Tangencia
Figura: Punto Q de los transistores.
Si la máxima potencia que puede soportar cada transistor es PC , la
potencia máxima entregada a la carga es PL = 2PC .

Potencia disipada
Máxima potencia en push-pull
Para diseñar un amplificador de 50W es necesario emplear dos transistores
complementarios capaces de soportar una potencia de al menos 25W cada uno.
“One minute paper”
VCE
VCC/RL
VCC/2
VCC/(2RL)
IC
Q
Tangencia
Figura: Punto Q de los transistores.
Demostrar que esta condición de tangencia se da cuando V 2
CC = 4RLPC , es
decir, se debe cumplir VCC ≤ 2
√
RLPC .
Teneis 5’. Premio al primero: 0.01 puntos.

Introducción
Distorsión de cruce
Problema: la distorsión de cruce se debe a que los BJT comienzan a
conducir sólo cuando la tensión base-emisor supera, aproximadamente, los
0,7 V (0,3 V, si son de germanio).
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms
Time
V(Salida)
1.0V
0V
-1.0V
V(Entrada)
2.0V
0V
-2.0V
SEL>>
Figura: Entrada y salida de una etapa de potencia complementaria básica,
mostrando la distorsión de cruce.

Introducción
Distorsión de cruce (cont.)
A
BD188
Q2
BD187
Q1
+
-
20VVEE
+
-
VCC
20V
RL
8
Rg
1k
+
-
Vg
0
0
0
0
Salida
Entrada
2Vp; 1kHz
0Hz 1KHz 2KHz 3KHz 4KHz 5KHz 6KHz 7KHz 8KHz 9KHz 10KHz
Frequency
V(Salida)
600mV
500mV
400mV
300mV
200mV
100mV
0V
Figura: (a) Etapa sencilla en contrafase donde se produce distorsión de cruce. (b)
Espectro de la señal distorsionada. El pico más alto corresponde a la señal sin
distorsión (armónico fundamental) y los picos restantes a 3 kHz, 5 kHz, 7 kHz, etc.
representan la distorsión.

Eliminar la distorsión de cruce (Método 1)
Un método consiste en utilizar diodos que compensan los 0,7 V y ponen a
los transistores de potencia a punto de conducir
Dos inconvenientes:
1 Puede que la tensión de polarización suministrada por los diodos sea
excesiva y que la corriente de reposo (ausencia de señal de entrada) no sea
nula → Deriva térmica y la corriente puede quemar los BJTs.
2 El uso de diodos limita la máxima tensión de salida de la etapa de potencia
sin distorsión, y esto obliga a calcular cuidadosamente las resistencias en
serie con los diodos.

RL
+VCC
-VCC
Q1
Q2
RD
RD
VE
VS=VE
IR
ID
IB
RL
+VCC
-VCC
Q1
Q2
Figura: (a) Circuito básico de una etapa de potencia con dos BJT complementarios en
contrafase y circuito de polarización con diodos. (b) Una corriente de reposo excesiva
puede originar una deriva térmica destructiva a través de los transistores de potencia.

Análisis del circuito
La tensión instantánea de entrada y la de salida son iguales, debido a las
tensiones de los diodos de polarización. La corriente que pasa por un diodo
es:
ID = IR − IB
Cuando la corriente ID = 0 el diodo es un circuito abierto y el amplificador
deja de funcionar normalmente. La condición l´ımite es, por consiguiente:
IR = IB
Es decir,
VCC − (VS + 0, 7)
RD
=
VS
βRL
De aqu´ı puede despejarse el valor de la resistencia RD para una salida
máxima, VS , dada:
RD = βRL
VCC − 0, 7 − VS
VS

Ejemplo
Para VCC = 20 V, VS = 18 V, β = 150 y RL = 8 Ω, se obtiene RD = 86 Ω.
Hay que cuidar la corriente máxima que atraviesa los diodos para que la
potencia consumida en ellos no exceda los l´ımites fijados por el fabricante.
Efecto de la polarización con diodos sobre la distorsión de cruce:
0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0ms
Time
V(Salida)
10V
5V
0V
-5V
-10V
Figura: La distorsión de cruce desaparece gracias al circuito de polarización con
diodos, pero hay un riesgo de deriva térmica destructiva.

Recordar
La eliminación de la distorsión de cruce siempre entraña el riesgo de deriva
térmica destructiva.
Casi siempre suelen conectarse sendas resistencias en los emisores de los
transistores para tener algo de regulación y limitación de corriente.
Dichas resistencias tienen valores t´ıpicos de 0,25 Ω a 1 Ω.

También pueden colocarse los diodos en contacto directo, aunque aislados
eléctricamente, con los radiadores de los transistores de potencia.
Esto mejora el control de la deriva térmica ya que la tensión VBE de los
diodos disminuye al aumentar la temperatura y esto hace que la corriente
de colector de los transistores tienda a disminuir ante un calentamiento
excesivo.
Un método interesante de polarización consiste en sustituir los diodos por
resistencias, formando divisores de tensión que generen la tensión necesaria
de 0,7 V para el arranque de los transistores.
R3
5k
R4
180
R5
180
R2
5k
Q1
BC369
BC548A
Q2
+
-
20V
VEE
8
R1
+
-
20V
VCC
+
-
Vg
R9
1
R8
1
0
0
0
Entrada Salida
19Vp; 1kHz
Figura: Polarización con
resistencias.
Alguna de las resistencias R4 o R5
pueden ser de tipo NTC, es decir,
resistencias de coeficiente de
temperatura negativo.
“Si aumenta la temperatura y las NTC
están en contacto térmico con los
transistores de potencia, ante un
aumento de temperatura disminuyen su
valor y, por lo tanto, disminuye la
tensión de polarización de las bases,
con lo cual se frena la deriva térmica.”

Utilizar un transistor y dos resistencias (o mejor un potenciómetro).
R1
R2
I0
I0
IDIV
VCE
0,7V
Figura: Circuito de polarización ajustable. R1 y R2 son un potenciómetro.
Diseño: se toma la corriente IDIV unas diez veces mayor que la corriente de
base del transistor, con lo que esta corriente puede considerarse nula.
Además si la tensión base-emisor es de ∼0,7 V:
IDIV =
0, 7
R2
=
VCE
R1 + R2
−→ VCE = 1 +
R1
R2
· 0, 7
Este circuito de polarización permite ajustar perfectamente la polarización
sin que se produzca deriva térmica, variando de forma continua la
diferencia de potencial entre las bases de los transistores de potencia.

Funcionamiento
Puede eliminarse por completo la distorsión de cruce.
Para ello se hace R1 = 0 (o se pone el cursor del potenciómetro en el
colector del transistor), con lo cual la tensión entre bases es de sólo 0,7 V.
A continuación se conectan las alimentaciones, se conecta un amper´ımetro
en serie con una de las fuentes y se introduce una señal alterna en la
entrada del amplificador.
Se conecta un osciloscopio a la salida del amplificador y se observa la
distorsión de cruce.
A continuación se va bajando poco a poco el cursor del potenciómetro
hacia el emisor del transistor de polarización, vigilando atentamente la
corriente que suministra la fuente mediante el amper´ımetro

Funcionamiento (cont.)
Progresivamente va desapareciendo la distorsión, pero aumenta el riesgo
de deriva destructiva
Si se aprecia un aumento de la corriente de la fuente de alimentación, hay
que subir el potenciómetro hacia el colector, aunque a veces es demasiado
tarde y los transistores de potencia quedan dañados (o quemados).
Si el ajuste se hace cuidadosamente, el amplificador de potencia queda
totalmente optimizado.
En ocasiones se coloca el transistor de polarización en contacto f´ısico con
el radiador de los transistores de potencia. Si hay un calentamiento
excesivo, la tensión de polarización disminuye evitando riesgos de deriva.
Q3
BD441
BD442
Q2
8
RL
BD441
Q1
100
R3
400
R4
200
R1
200
R2
1
RE1
1
RE2
+
-
20V
VCC
+
-
VEE
20V
+
-
Vg
0
0
0
0
Salida
Entrada
12Vp; 1kHz
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms
Time
V(Salida)
12V
8V
4V
0V
-4V
-8V
-12V
Figura: (a) Amplificador de potencia con polarización ajustable y (b) su salida.

Funcionamiento
Para calcular I0 se debe hacer esta corriente mucho mayor que la corriente
de base de los transistores de potencia.
En la práctica suele ser suficiente con tomar I0 el doble de la mayor
corriente de base, es decir:
I0 =
2VCC
βRL
Por otra parte, se puede calcular R0 haciendo: R0 = VCC /I0.
R1
R2
I0
I0
R0
R0
IB
IC
VE
VS
+VCC
-VCC
ILmáx=VCC/RL
RL
Figura: Cálculo de I0.

Configuración
En muchas ocasiones se deben emplear etapas de potencia con
configuraciones Darlington (sobre todo para alta potencia).
Una de las etapas más usadas consiste en una configuración Darlington
normal y una complementaria (circuito cuasi-simétrico).
También se puede utilizar una etapa de potencia simétrica.
+VCC
-VCC
salida
entrada
+VCC
-VCC
salida
entrada
RL
Figura: Etapa de potencia (a) cuasi-simétrica y (b) simétrica.
Tanto en una etapa como en la otra es siempre imprescindible conectar
resistencias de bajo valor (pero de potencia suficiente) en serie con los
emisores de los transistores de potencia, para evitar derivas.

Configuración (cont.)
De igual forma se suelen conectar resistencias entre la base y el emisor del
transistor de la derecha de la configuración Darlington para conseguir una
corriente aceptable en el transistor de la izquierda.
220
R4
10u
C1
Q5
Q2N2222
1k
R1
BD441
Q1
Q3
BD441
680
R7
1k
R2
+
-
30V
VEE
+
-
30V
VCC
390
R3
BD442
Q2
.5
R6R8
680
R5
.5
RL
8
BD442
Q4
+
-
V1
0
0
0
Entrada
Salida
Figura: Una etapa de potencia de 40 W con estructura simétrica.

An´alisis: respuesta en frecuencia, impedancia de entrada, salida
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz
FrequencyV(Salida) / V(Entrada)
1.0
100m
10m
1.0m
FrequencyV(Entrada) / I(C1)
100K
10K
1.0K
100
10
(12.235K,493.634)
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) impedancia de entrada de la etapa de
potencia.
TimeV(Salida)
30V
20V
10V
0V
-10V
-20V
-30V
Figura: Se˜nal de salida de la etapa de potencia sobre 8 Ω.

Etapa de potencia con realimentación
Los amplificadores de potencia normalmente están realimentados.
Se disminuye drásticamente la distorsión y el ruido, as´ı como para fijar
bien los puntos de operación del amplificador en su conjunto.
La realimentación negativa puede realizarse mediante un amplificador
diferencial o mediante un operacional, que es básicamente lo mismo pero
que dota al sistema de mayor calidad.
Este tipo de realimentación puede ser de tensión o de corriente, siempre
sensando la tensión de salida.
En esencia siempre se trata de intercalar una etapa de potencia en el lazo
de realimentación de un sistema realimentado de los que ya hemos visto
anteriormente.

Sistema realimentado tipo I
Diferencial
AD
Etapa de
potencia
AP=1
R1R2
v1
v2
RL
+
-
Figura: Amplificador con el mismo factor de realimentación en continua que en alterna
La realimentación no depende de f y la ganancia tras realimentar es:
A =
AD
1 + AD H0
, H0 =
R2
R1 + R2
Si el factor de realimentación es mucho mayor que la unidad, la ganancia
del amplificador de potencia se puede escribir:
A ∼=
1
H0
= 1 +
R1
R2

Sistema realimentado tipo II
Diferencial
AD
Etapa de
potencia
AP=1
R1R2
v1
v2
RL
C
+
-
Figura: Amplificador con factor de realimentación distinto en continua que en alterna
(la ganancia en continua es la unidad).
La realimentación en continua es H0 ≈ 1, ya que la impedancia del
condensador es infinita.
A frecuencias normales, la impedancia del condensador es prácticamente
cero, y la ganancia es la misma que antes.
El condensador da lugar a una frecuencia inferior de corte que puede
calcularse con facilidad si suponemos un factor de realimentación grande.

Sistema realimentado tipo II (cont.). An´alisis
La ganancia total viene dada por:
A = 1 +
Z1
Z2
=
(R1 + R2)Cp + 1
R2Cp + 1
donde Z1 = R1, Z2 = R2 + 1
Cp
.
Diagrama de Bode con los par´ametros:
f1 =
1
2πR2C
, f0 =
1
2π(R1 + R2)C
, A(∞) = 1 +
R1
R2
, A(0) = 1
|A|
f
f0 f1
Figura: Efecto del condensador C en la respuesta en frecuencia.

Sistema realimentado tipo III
C1
R1
Diferencial
Ad
R2
C2
Etapa de
potencia
Ap=1
RL
Figura: Circuito realimentado. Frecuencia inferior y superior de corte deﬁnidas.
La frecuencia inferior de corte y la frecuencia superior de corte vienen
dadas, con muy buena aproximaci´on, por las expresiones:
f1 =
1
2πR1C1
, f2 =
1
2πR2C2

Ejemplo
+
-
VEE
30V
1.5uF
C3
2.2k
R5
R9
1
BC548A
Q5
+
-
VCC
30V
BD441
Q3
2N3055
Q8
330k
R1
BD442
Q4
56k
R6
15k
R13
100nF
C1
820pF
C2
+
-
Vg
12k
R3
33
R17
680
R14
10k
R15
BC548A
Q6
8RL
1
R10
BD442
Q7
2N3055
Q9
D1N4148
D2
680
R7
150k
R16
D1N4148
D3
47
R18
330k
R2
0
0
0
0
0
Entrada
Salida
1Vp; 1kHz
17Hz--26kHz
14W; 1kHz;
0,7% dist.
Figura: Ejemplo de ampliﬁcador de potencia realimentado.

Ejemplo
100
10
1.0
100m
10m
1.0m
TimeV(Salida)
20V
10V
0V
-10V
-20V
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) salida sobre 8 Ω.

cont.
El condensador C2 (820 pF) se conecta en el amplificador para disminuir la
ganancia a frecuencias altas.
Esta ganancia pudiera dar lugar a inestabilidades.
Por otra parte, el espectro de audio no llega mucho más allá de 20 kHz,
por lo que es recomendable la utilización de C2.
Para analizar el efecto producido por este condensador nos referiremos al
circuito de alterna:
+
-
C
R1
R2
Q
v1
v2
vb
Figura: Utilización de realimentación negativa para disminuir la ganancia a
frecuencias altas.

cont.
Se cumple:
vb − v1
R1
+ Cp(vb − v2) + ib = 0
Por otra parte:
(vb − v2)Cp = βib +
v2
R2
, vb = ibβrd
Eliminando ib y vb, se obtiene, para β 1:
A(p) ≡
v2
v1
= A0
1 − p
ωS
1 + p
ωB
,
con ωS = 1
rd C
, y ωB = R1+βrd
β[R1R2+rd (R1+R2)]C
Para p = 0: A0 = − βR2
βrd +R1
La frecuencia superior de corte es f2 = βrd +R1
2πβC[R1R2+rd (R1+R2)]

cont.
La respuesta en frecuencia es:
|A|
f
f2
Figura: Respuesta en frecuencia (Bode) del ampliﬁcador.
El condensador C3 del esquema se calcula teniendo en cuenta las
expresiones anteriores para una frecuencia de 10 Hz.

Esquema y funcionamiento
Amplificador de poca potencia y buena calidad para cascos.
Los transistores con el colector y la base unidos se usan como diodos para
disminuir la distorsión de cruce.
El condensador C1 mantiene constante la tensión de polarización entre las
bases ante variaciones rápidas de la corriente.
La resistencia R3 está en serie con la salida para limitar la potencia en los
cascos y para evitar problemas ante un accidental cortocircuito.
BD185
Q2
+
-
V1
BD186
Q3
+
-
V2
BD185
Q5
BD186
Q4
+
3
-
2
V+
8
V-
4
1TL082
U1A
22uF
C1
10k
R5
10k
R4
R8
22k
1uF
C3
560
R7C2
100uF
RL
32
+
-
V3
12k
R6
2.2
R2
R1
2.2
22
R3
C5
265p
0
0
0
0 0
Entrada
Salida
d=0,024%; 1W; 1kHz
Amplificador para cascos.
0,6Vp; 1kHz
Figura: Amplificador para cascos.

La alimentación máxima es de 18 V cada fuente.
La potencia máxima de salida en corto es de unos 6 W, de manera que R3
tiene que estar preparada para consumir esta potencia sin quemarse en
caso de un cortocircuito en la salida del amplificador.
La potencia máxima en los cascos, suponiendo que su impedancia sea de
32 Ω, es de 1,5 W.
El condensador C2 y la resistencia R7 originan una frecuencia inferior de
corte de 2,8 Hz
El condensador C3 y R8 dan lugar a una frecuencia inferior de corte de 7
Hz.
Para obtener esta frecuencia se aplica la fórmula siguiente (ver libro [1],
cap.8):
f = 0, 5 · [f 2
1 + f 2
2 + f 4
1 + f 4
2 + 6f 2
1 f 2
2 ]
As´ı, la frecuencia inferior de corte total es de 7,93 Hz.

La resistencia R6 y C5 limitan la frecuencia superior de corte a 603 kHz.
TimeV(Salida)
8.0V
4.0V
0V
-4.0V
-8.0V
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz 100MHz
100
10
1.0
100m
10m
1.0m
Figura: (a) Salida y (b) respuesta en frecuencia del amplificador para cascos.
La distorsión armónica total es de sólo 0,024 % a 1 W y 1 kHz.
La impedancia de entrada es de 22 kΩ; puede cambiarse, si se considera
demasiado pequeña.

Diseño con una única fuente
En muchas ocasiones interesa diseñar amplificadores que utilicen
solamente una fuente de alimentación.
Tareas: (i) cambiar el origen de potenciales del esquema realizado con dos
fuentes sumando VCC voltios en todos los nudos, (ii) añadir las resistencias
de polarización necesarias y (iii) los condensadores que hagan falta para
bloquear la tensión continua.
2Vcc
0
0 000
-
+
RL
C2
R
R
C1
-
+
Q1
Q2
- + + -
VccVcc
Figura: Circuito básico de una etapa de potencia con dos BJT complementarios
en contrafase y una sóla fuente de alimentación.

Análisis
La tensión de salida contiene ahora una componente continua de VCC
voltios (la mitad de la fuente única de alimentación).
Esta componente continua debe ser eliminada para que no pase por la
carga (altavoz) mediante un condensador de gran capacidad.
Para un altavoz de 8 Ω y una frecuencia de corte de 20 Hz, se obtiene:
C2 =
1
2π · 20 · 8
= 994 µF
Por otra parte, deben conectarse las dos resistencias R para conseguir VCC
voltios en la entrada.
Esta tensión continua en la entrada también se debe bloquear mediante el
condensador C1.

Ejemplo
Ejemplo
Realización con MOSFET.
Realimentación con amplificador diferencial.
1kHzd=0,17% a 14W,
64kHz22Hz-
1Vp; 1kHz
A=18
Amplificador de 20W.
Salida
Entrada
0
0
0
0
0
Vcc
50V
-
+
R10
100k
V4
-
+
Q2
MPSA06
C1
6.8u
R9
3.3k
R3
32k
R2
10k
C2
330n
C5
1.2mF
R8
56k
3.3k
R4
R1
22k
8
RL
R12
100k
R6
1.3k
R7
100
C4 1n
Q3
MPSA56 MPSA56
Q4
BC547A
Q1
M2
IRF9532
IRF520
M1
Figura: Amplificador de 20 W con una sóla fuente de alimentación y MOSFET.

Ejemplo
Ejemplo
100
10
1.0
100m
10m
1.0M
100K
10K
1.0K
Figura: (a) Respuesta en frecuencia y (b) impedancia de entrada.

Esquema básico y funcionamiento
Esquema y funcionamiento
Para conseguir potencias mayores se puede utilizar un amplificador en
puente (lo probaremos en el laboratorio).
Esta estructura está formada por dos etapas de potencia iguales excitadas
por sendas señales en oposición de fase, con la carga conectada entre las
dos salidas.
RL
R
R
Pot. Pot.
v1
v1
-v1
v1 -v1
Figura: Amplificador en puente.
Con una única etapa la tensión de salida es v1.
Con las dos etapas en puente la salida es el doble (v1 – (–v1) = 2· v1).
Al ser la potencia proporcional al cuadrado de la tensión, la potencia del
amplificador en puente es cuatro veces mayor que la de una de las etapas.

Ejemplos
Ejemplo 1
Para un amplificador alimentado con 12 V, por ejemplo, la potencia
máxima sobre 4 Ω es de 4,5 W.
Con un amplificador en puente se tendr´ıa una potencia máxima de 18 W.
Ejemplo 2
-
2
+
1
4V+
5
V-
3
OPA544/BB
U1
47k
R2
47k
R7
R3
680k
R6
680k
+
-
30V
V3
+
-
30V
V1
+
-
V2
30V +
-
V4
30V
R1
8
-
2
+
1
4
V+
5
V-
3
OPA544/BB
U2
47k
R5
C1
180n
+
-
V5
R4
47k
0
0
0
0 0
0
0
SAL2SAL1
Entrada
P=60W
Ze=47k
THD=0,02%
1Vp; 1kHz
Figura: Amplificador en puente con amplificadores operacionales de potencia.

Ejemplos
Caracter´ısticas RF del ampliﬁcador en puente
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz
Frequency( V(Sal2)- V(Sal1))/ V(Entrada)
100
30
10
3.0
1.0
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz
1.0M
300K
100K
30K
10K
Figura: (a) Respuesta en frecuencia e (b) impedancia de entrada.
0s 1.0ms 2.0ms 3.0ms 4.0ms 5.0ms 6.0ms
TimeV(Sal2)- V(Sal1)
40V
20V
0V
-20V
-40V
Figura: Salida del ampliﬁcador en puente.

En algunas ocasiones la componente inductiva del altavoz puede ser causa
de inestabilidades en el funcionamiento de un ampliﬁcador de potencia.
Para eliminar la componente inductiva del altavoz y, por consiguiente, las
posibles inestabilidades, se utiliza la llamada red de Zobel.
Dicha red consiste simplemente en una resistencia y un condensador
conectados en serie.
Este conjunto se conecta en paralelo con el altavoz:
altavozred de Zobel
LA
RA
R
C
Figura: La red de Zobel elimina la componente inductiva del altavoz.

Dise˜no de la red de Zobel
La impedancia del conjunto formado por la red de Zobel y el altavoz es
(teneis 5’ para hacerlo, 0.01 puntos):
Z(p) = RA
LARC
RA
p2
+ RC + LA
RA
p + 1
LACp2 + (RA + R) Cp + 1
Se eligen los componentes de la red de Zobel de forma que se cumpla:
LARC
RA
= LAC, RC +
LA
RA
= (RA + R) C
es decir R = RA y C = LA
R2
A
As´ı, la impedancia conjunta del altavoz y la red de Zobel se reduce a
Z(p) = RA, con lo que eliminamos la parte inductiva del altavoz.

Diseño de la red de Zobel (cont.)
|IZ|
f
f
|IA|
f0
V
R
eff
V
R
eff
A
Figura: Corrientes eficaces en la red de Zobel y en el altavoz, para una tensión común
dada.
Analizar Z del altavoz y la red de Zobel por separado.
La frecuencia f0 = RA
2πLA
= 1
2πRC
.
Para C = 100 nF y R = 8Ω, se tiene f0 = 198 kHz.

Referencias
“Fundamentos de Electrónica Analógica”
José Esp´ı López, Gustavo Camps-Valls, y Jordi Muñoz-Mar´ı
SPUV - Universidad de Valencia. 1a
edición, 2006. TEMA 8
“Electrónica Analógica. Problemas y Cuestiones”
José Esp´ı López, Gustavo Camps-Valls, y Jordi Muñoz-Mar´ı
Prentice Hall, Serie Prentice/Practica. 1a
“Circuitos Microelectrónicos. Análisis y Diseño”
Muhammad H. Rashid. Ed. Thomson. 1a
Diseño: http://www.transim.com/champion/design tools.html
Amplificadores de audio en clase D: http://www.class-d-amplifier.nl
Enlaces de audio: http://www.aussieamplifiers.com/
¿Y ahora qué?
Los próximos d´ıas haremos ejercicios en clase de los boletines.
Teneis una serie de proyectos propuestos/tutelados (0.05 - 0.1 puntos).

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