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- 2. 1. Antecedentes de la electrónica de potencia. 2. Terminología y principios de operación de la familia de los tiristores de potencia. 3. Clasificación y características tensión contra corriente de los tiristores de potencia. 4. Métodos de activación del tiristor SCR. 5. Métodos de desactivación del tiristor SCR. 6. Métodos de activación del tiristor TRIAC. 7. Métodos de desactivación del tiristor TRIAC. 1. Características de Tensión Contra Corriente delos tiristores de baja potencia (UJT, PUT, SUS, SBC, DIAC). 2. Circuitos de disparo con aislamiento y acoplamiento óptico y magnético. 3. Circuitos de disparo con dispositivos digitales.
- 3. 1. Control de fase monofásico de media onda (análisis y diseño). 2. Control de fase monofásico de onda completa (análisis y diseño). 1. Rectificación polifásica no controlada. 2. Rectificación trifásica semi-controlada. 3. Rectificación trifásica controlada. 1. Regulador cargador de baterías. 2. Switch táctil o detector de proximidad. 3. Sistema de iluminación de emergencia de una sola fuente. 4. Flasher de corriente alterna. 5. Sensor de luz Y sensor de ausencia de luz. 6. Control de fase de onda completa. 7. Intermitente secuencial. 8. Control de velocidad para motores universales activado con switch unilateral de silicón.
- 4. 1. Características y principios de operación de operación. 2. Clasificación por modulación y operación de cuadrantes, configuración y modulador de ancho de pulso. 3. Modulador de ancho de pulso. 4. Control de motores de CD. 5. Fuentes conmutadas. 1. Principios de operación de un inversor. 2. Inversor monofásico de medio puente. 3. Inversor monofásico de puente completo. 4. Parámetros de rendimiento. 5. Inversor trifásico.
- 5. 1. Principios del control abrir y cerrar. 2. Principio del control de fase. 3. Ciclo convertidor monofásico y trifásico.
- 6. Observación Unidad 1 Unidad 2 Unidad 3 Unidad 4 Unidad 5 Unidad 6 Unidad 7 Unidad 8 Unidad 9 Examen 50% 70% 50% 70% 50% 50% 50% 50% - Practica e Investigación 50% 30% 50% 30% 50% - - - 100% Exposición - - - - - 50% 50% 50% - Total 100% 100% 100% 100% 100% 100% 100% 100% 100%
- 8. Con la aparición del transistor en 1948 empieza la era de los semiconductores, que en muy pocos años revoluciona completamente todos los dominios de la electrónica. Los minúsculos dispositivos a base de germanio, silicio y arseniuro de galio, no solo reemplazan con ventaja a las válvulas y tubos de vacío o de gas, sino que además vienen a abrir nuevas aplicaciones a nuestra técnica. El tiristor obtenido en los Estados Unidos por la firma General Electric hacia 1957, abordó el mercado europeo hacia 1959-1960. Su nombre se incluye entre los de esos nuevos componentes que han revolucionado el desarrollo de la electrónica desde que en 1948 se encontró ese elemento extraordinario llamado transistor.
- 9. 1902 Patente del Rectificador de Vapor de Mercurio (P. Cooper-Hewitt) 1904 Diodo Termoiónico (J.A. Fleming) 1907 Triodo (Lee de Forest) 1911 Mutador: Rectificadores de Cátodo de Hg y Cubeta Metálica (Harfrnann & Braun, B Schãfer). 1912 Amplificador Magnético (GE, E. F. W. Alexanderson) 1922 Principio de Cicloconvertidor (Meyer-Hazeltine) 1924 Principio de Chopper (Burnstein) 1926 Tiratrón (I. Langmuir-Hull) 1948 Transistor de Punta de Contacto (Bell Labs, J. Bardeen – W.H. Brattain - W. Schockley) 1951 Transistor de Union (W. Schockley) 1957 Rectificador Controlado de Silicio (Bell Labs) 1958 Tiristor (GE) 1960 GTO: Gate Turn-Off Tiristor (GE, H. Ligten - D. Navon) 1964 TRIAC (GE, Gentry et al) 1969 CI MOS 1983 IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor (B.J, Baliga)
- 10. Se llama tiratrón a un tipo de válvula termoiónica, generalmente con configuración de triodo, cuyo interior se encuentra relleno de gas. Se utiliza para el control de grandes potencias y corrientes, lo que en un dispositivo de vacío es muy difícil debido al número limitado de electrones que puede producir un cátodo termoiónico. Añadiendo un gas inerte que se ioniza, inicialmente por medio de los electrones termoiónicos, se tiene un número mucho mayor de portadores de corriente que en el triodo. A diferencia del triodo, la corriente de ánodo no es proporcional a la tensión de rejilla, sino que cuando se dispara, se produce la ionización del gas que lleva al dispositivo a su resistencia mínima. El primer tiratrón comercial apareció hacia 1928.
- 11. Una válvula de vapor de mercurio o de vapor de mercurio o rectificador de arco de mercurio es un tipo de rectificador eléctrico usado para la conversión de alta tensión o de alta corriente de CA en CD. Se trata de un tipo de tubo de descarga de gas de cátodo frío, pero es inusual en que el cátodo, en lugar de ser sólido, está hecho de mercurio líquido y por lo tanto es de auto-restauración. Como resultado, las válvulas de arco de mercurio eran mucho más robusta, de larga duración y podrían llevar a corrientes mucho más altos que la mayoría de los otros tipos de tubo de descarga de gas.
- 12. Son chapas de aluminio recubiertas de Selenio que hacían de diodo. Se usaron mucho en todas las aplicaciones donde se debía rectificar. Primero en los albores del siglo 20 se hacían de cobre y se oxidaba superficialmente, con lo que se convertía en rectificador. Alguno de los viejos aficionados habrá luchado con las interferencias de audio en las radios causadas por las uniones retorcidas de los cables de cobre de las instalaciones domiciliarias. Pues bien, al oxidarse, se transformaban en diodos y rectificaban las ondas de radio que por la línea se introducían en las radios que tenían alta impedancia en los circuitos de sintonía.
- 13. El transistor es un dispositivo semiconductor de tres capas que consta de dos capas de material tipo n y una de material tipo p o bien dos capas de material tipo p y una de material tipo n. El primero se llama transistor npn y el segundo transistor pnp. Este dispositivo electrónico semiconductor utilizado para entregar una señal de salida en respuesta a una señal de entrada. Cumple funciones de amplificador, oscilador, conmutador o rectificador. El término “transistor” es la contracción en inglés de transfer resistor (resistor de transferencia). Actualmente se encuentra prácticamente en todos los aparatos electrónicos de uso diario tales como radios, televisores, reproductores de audio y video, relojes de cuarzo, computadoras, lámparas fluorescentes, tomógrafos, teléfonos celulares, aunque casi siempre dentro de los llamados circuitos integrados.
- 14. Las principales aplicaciones de los convertidores electrónicos de potencia son las siguientes: Fuentes de alimentación: En la actualidad han cobrado gran importancia un subtipo de fuentes de alimentación electrónicas, denominadas fuentes de alimentación conmutadas. Estas fuentes se caracterizan por su elevado rendimiento y reducción de volumen necesario. El ejemplo más claro de aplicación se encuentra en la fuente de alimentación de los ordenadores. Control de motores eléctricos: La utilización de convertidores electrónicos permite controlar parámetros tales como la posición, velocidad o par suministrado por un motor. Este tipo de control se utiliza en la actualidad en los sistemas de aire acondicionado. Esta técnica, denominada comercialmente como “inverter” sustituye el antiguo control encendido/apagado por una regulación de velocidad que permite ahorrar energía.
- 15. Calentamiento por inducción: Consiste en el calentamiento de un material conductor a través del campo generado por un inductor. La alimentación del inductor se realiza a alta frecuencia, generalmente en el rango de los kHz, de manera que se hacen necesarios convertidores electrónicos de frecuencia. La aplicación más vistosa se encuentra en las cocinas de inducción actuales. Otras: Como se ha comentado anteriormente son innumerables las aplicaciones de la electrónica de potencia. Además de las ya comentadas destacan: sistemas de alimentación ininterrumpida, sistemas de control del factor de potencia, balastos electrónicos para iluminación a alta frecuencia, interfase entre fuentes de energía renovables y la red eléctrica, etc. Las líneas de investigación actuales buscan la integración de dispositivos de potencia y control en un único chip, reduciendo costes y multiplicando sus potenciales aplicaciones. No obstante existen dificultades a salvar como el aislamiento entre zonas trabajando a altas tensiones y circuitería de control, así como la disipación de la potencia perdida.
- 19. 𝐼𝐴 𝑨 + 𝑲 − 𝑮 𝑑1 → 𝑃𝐷 𝑑2 → 𝑃𝐼 𝑑3 → 𝑃𝐷 𝑲 − 𝑨 + 𝑮 - - - + + + + + + + + + - - - - - - 𝑰𝑩𝟐 𝑰𝑮 𝑰𝑪𝟐 𝑰𝑩𝟏 𝑰𝑪𝟏 𝑇1 𝑇2 𝑻𝟏: 𝑵𝑷𝑵 𝑻𝟐: 𝑷𝑵𝑷 IC1 = β1IB1 IC2 = β2 IB2 IC1 IC2 = β1β2IB2 IB = IC1 + 𝐼𝐺 𝑮 1. Polarización directa. 2. Aplicar un pulso en la compuerta. A = Ánodo K = Cátodo G = Compuerta - - - + + +
- 20. 1. Región de bloqueo de directa (Estado off). 2. Punto de amarre (Latch, punto de ruptura de directa). 3. Región de resistencia negativa. 4. Punto de mantenimiento o sostenimiento (Hold). 5. Región de trabajo (Estado on). 6. Región de bloqueo de inversa (Estado off). 7. Punto de ruptura de inversa. 8. Región de avalancha. 𝟏 𝟐 𝟑 𝟒 𝟓 𝟔 𝟕 𝟖 𝑰𝑨 𝑽𝑨𝑲 + 𝑽𝑨𝑲 −
- 21. Aplicacndo grandes voltajes de directa. Aplicando pulso en la compuerta. Luz “LASCR”. 𝑑𝑣 𝑑𝑡 (No deseado). Calor (No deseado).
- 22. Métodos De Desactivación Del SCR Conmutación Natural Conmutación Forzada Clase A “Auto conmutación por circuito serie resonante” Clase B “Auto conmutación por circuito paralelo resonante” Clase C “Conmutación por tiristor auxiliar” Clase D “Conmutación por pulso externo”
- 23. − + 𝑽𝑭 𝑰𝑪 𝑳 𝑹 𝑪 𝑰𝑪 > 𝑰𝑨 ∴ 𝑺𝒆 𝒂𝒑𝒂𝒈𝒂 𝐼𝐴 − + 𝑽𝑭 𝑰𝑪 𝑳 𝑹 𝑪 𝑰𝑪 > 𝑰𝑨 𝐼𝐴
- 24. − + 𝑽𝑭 𝑹𝟏 𝑹𝟐 𝑪 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑻𝟏 − 𝑻𝒊𝒓𝒊𝒔𝒕𝒐𝒓 𝑨𝒖𝒙𝒊𝒍𝒊𝒂𝒓 𝑻𝟐 − 𝑻𝒊𝒓𝒊𝒔𝒕𝒐𝒓 𝑷𝒓𝒊𝒏𝒄𝒊𝒑𝒂𝒍 − + − + 𝑰𝑪 = 𝜷𝑰𝑩 𝑹 𝑰𝑪 > 𝑰𝑨 𝐼𝐴 𝑽𝑭 − + 𝑽𝑪𝑪 𝐼𝐶 𝑬 𝑪 𝑩 𝑰𝑩
- 25. 𝑡 𝜋 2𝜋 3𝜋 4𝜋 0 𝑡 𝜋 2𝜋 3𝜋 4𝜋 0 𝑽𝑹 𝑡 𝜋 2𝜋 3𝜋 4𝜋 0 𝑽𝑻 𝑜𝑠𝑐 − + 𝑹 + 𝒗𝒂𝒄 − − + 𝒗𝒂𝒄
- 26. − + 𝑽𝑭 𝟏 𝒌𝛀 𝑪 𝑻𝟏 𝑻𝟐 − + 𝟏 𝝁F 𝑹𝑮𝟏 = 𝟒𝟕𝟎 𝛀 𝑷𝑩𝟏 𝑹𝑮𝟐 = 𝟒𝟕𝟎 𝛀 𝑷𝑩𝟐 𝑹 𝟏𝟐 𝑽 − + 𝑰𝑪 = 𝜷𝑰𝑩 𝑰𝑪 > 𝑰𝑨 𝑽𝑭 − + 𝑽𝑪𝑪 𝑬 𝑪 𝑩 𝑰𝑩 𝟏𝟐 𝑽 𝑹𝑮𝟏 = 𝟒𝟕𝟎 𝛀 𝑷𝑩𝟏 𝑹𝑩 = 𝟏 𝒌𝛀 𝑷𝑩𝟐 𝟓 𝑽 𝑻𝑰𝑷 𝟒𝟏
- 27. 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑻𝟏 = 𝑻𝒆𝒓𝒎𝒊𝒏𝒂𝒍 𝟏 𝑻𝟐 = 𝑻𝒆𝒓𝒎𝒊𝒏𝒂𝒍 𝟐 𝑮 = 𝑪𝒐𝒎𝒑𝒖𝒆𝒓𝒕𝒂 𝑮 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑮 𝑺𝑪𝑹𝟐 𝑺𝑪𝑹𝟏 1) 𝑻𝟐 + 𝑻𝟏 − 𝑮 ⊓ ⇓ 𝑰 2) 𝑻𝟐 + 𝑻𝟏 − 𝑮 ⊔ ⇓ 𝑰 3) 𝑻𝟐 − 𝑻𝟏 + 𝑮 ⊓ ⇑ 𝑰 4) 𝑻𝟐 − 𝑻𝟏 + 𝑮 ⊔ ⇑ 𝑰
- 28. 1. Región de bloqueo de directa (Estado off). 2. Voltaje de ruptura de directa. 3. Región de resistencia negativa. 4. Punto de mantenimiento de directa. 5. Región de trabajo de directa (Estado on). 6. Región de bloqueo de inversa (Estado off). 7. Punto de ruptura de inversa. 8. Región de resistencia negativa. 9. Punto de mantenimiento de inversa. 10. Región de trabajo de inversa (Estado on). 𝟏 𝟐 𝟑 𝟒 𝟓 𝟔 𝟕 𝟖 𝑰𝑨 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 + 𝟗 𝟏𝟎 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 −
- 29. 𝑜𝑠𝑐 − + 𝑹𝑳 + 𝒗𝒆 − − + 𝑻𝟐 𝑻𝟏 𝑡 180° 360° 490° 0° 𝑡 𝑽𝑳 𝑡 𝑽𝑻𝟐𝑻𝟏 𝒗𝒆 230° 410° 540° 720° 50° 180° 360° 490° 0° 230° 410° 540° 720° 50° 180° 360° 490° 0° 230° 410° 540° 720° 50°
- 31. Tiristores Potencia SCR TRIAC MCT IBGT Control Y Disparo UJT PUT SUS SBS DIAC SCS DIODO 4 CAPAS
- 32. 𝑬 = 𝑬𝒎𝒊𝒔𝒐𝒓 𝑩𝟏 = 𝑩𝒂𝒔𝒆 𝟏 𝑩𝟐 = 𝑩𝒂𝒔𝒆 𝟐 𝑬 𝑩𝟏 𝑩𝟐 𝑷 𝑵 𝑩𝟏 𝑩𝟐 𝑬 𝑬 𝑩𝟏 𝑩𝟐 𝑬 +𝑽𝑩𝑩 𝑹𝑩𝟐 𝑹𝑩𝟐 𝐼𝐸
- 33. UJT 𝑽𝑷 Voltaje de pico 𝑰𝑷 Corriente de pico 𝑽𝑽 Voltaje de valle 𝑰𝑽 Corriente de valle 𝑹𝑹𝑵 Región de resistencia negativa 𝜼 Razón Intrínseca de apagado 𝑽𝑽 𝑽𝑷 𝑰𝑷 𝑰𝑽 𝑽𝑬 𝑰𝑬 𝑹𝑹𝑵
- 34. 𝑪𝑬 𝑹𝑬 𝑹𝟏 𝑷 +𝑽𝑩𝑩 𝑹𝑩𝟐 𝑹𝑩𝟏 𝑓𝑜 = 1 𝑅𝐸𝐶𝐸 ln 1 1 − 𝜂 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉𝐵𝐵 + 0.7𝑉 𝑉𝐵𝐵 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 𝑉𝐵𝐵 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 𝑅𝐵2 = 0.28𝑅𝐵𝐵 𝜂𝑉𝐵𝐵 𝑅𝐵1 = 0.2𝑅𝐵𝐵𝑚í𝑛 𝑉𝐵𝐵 Característica UJT 2N2646 𝜂 0.56 − 0.75 𝑅𝐵𝐵 4.7 − 9.1 𝑘Ω 𝐼𝑃𝑀á𝑥 5 𝜇𝐴 𝐼𝑉 4 𝑚𝐴 𝑉𝑉 1 𝑉
- 35. 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉𝐵𝐵 + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = (0.65)(15 𝑉) + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = 10.45 𝑉 𝑉𝐵𝐵 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 𝑉𝐵𝐵 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 15𝑉 − 1𝑉 7 × 10−3 𝐴 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 15𝑉 − 10.45𝑉 3 × 10−6 𝐴 2 𝑘Ω ≤ 𝑅𝐸 ≤ 1.52 𝑀Ω 𝑆𝑖 𝑅𝐸 = 150 kΩ Datos - 2N2646 𝒇𝒐 𝟑. 𝟐 𝒌𝑯𝒛 𝑰𝑷 𝟑 𝝁𝑨 𝜼 𝟎. 𝟔𝟓 𝑰𝑽 𝟕 𝒎𝑨 𝑹𝑩𝑩 𝟕 𝒌𝛀 𝑽𝑽 𝟏 𝑽 𝑹𝑩𝑩𝒎í𝒏 𝟒. 𝟕 𝒌𝛀 𝑽𝑩𝑩 𝟏𝟓 𝑽 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟏 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟐 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟑 𝐶𝐸 = 1 𝑅𝐸𝑓𝑜 ln 1 1 − 𝜂 𝐶𝐸 = 1 (150 × 103 Ω)(3.2 × 103 𝐻𝑧) ln 1 1 − 0.65 𝐶𝐸 = 1.98𝑛𝐹 ⇒ 𝟐. 𝟐𝒏𝑭 Recálculo con 𝐶𝐸 = 2.2𝑛𝐹: 𝑅𝐸 = 1 (2.2 × 10−9𝐹)(3.2 × 103 𝐻𝑧) ln 1 1 − 0.65 𝑅𝐸 = 135 𝑘Ω 𝑅𝐸 = 𝑹𝟏 𝟏𝟐𝟎 𝒌𝜴 + 𝑷 𝟓𝟎 𝒌𝜴 𝑅𝐵1 = 0.2𝑅𝐵𝐵𝑚í𝑛 𝑉𝐵𝐵 𝑅𝐵1 = 0.2(4.7 × 103 Ω) 15𝑉 𝑅𝐵1 = 62.7 Ω 𝑅𝐵2 = 0.28𝑅𝐵𝐵 𝜂𝑉𝐵𝐵 𝑅𝐵2 = 0.28(7 × 103 Ω) 0.65 15𝑉 𝑅𝐵2 = 201 Ω 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟒 220 𝛺 180 𝛺 68 𝛺 56 𝛺
- 36. 𝑇1 𝑇2 𝑲 − 𝑮𝑨 𝑨 + 𝑲 − 𝑨 + 𝑨 + 𝑲 − 𝑮𝑨 A = Ánodo K = Cátodo G = Compuerta 𝑮𝑨
- 37. UJT 𝑽𝑷 Voltaje de pico 𝑰𝑷 Corriente de pico 𝑽𝑽 Voltaje de valle 𝑰𝑽 Corriente de valle 𝑹𝑹𝑵 Región de resistencia negativa 𝜼 Razón Intrínseca de apagado 𝑽𝑽 𝑽𝑷 𝑰𝑷 𝑰𝑽 𝑹𝑹𝑵 𝑽𝑬 𝑰𝑬
- 38. 𝑹𝑲 𝑨 𝑮 𝑲 𝑪𝑨 𝑹𝑨 𝑹𝟏 𝑷 +𝑽 𝑹𝑮𝟐 𝑹𝑮𝟏 𝑓𝑜 = 1 𝑅𝐴𝐶𝐴 ln 𝑉 𝑉 − 𝑉𝑃 𝑉𝐴 = 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉 + 0.7𝑉 𝑉 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐴 ≤ 𝑉 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 𝑅𝐺𝐺 = 𝑅𝐺1 + 𝑅𝐺2 𝑅𝑘 = 0.1 − 1 𝑘Ω Característica PUT 2N6028 𝜂 (0.56 − 0.75) 𝑅𝐺𝐺 10 𝑘Ω 𝐼𝑃 0.7 𝐼𝑃𝑀í𝑛 − 1 𝐼𝑃𝑇𝑖𝑝 𝑚𝐴 𝐼𝑉 25 𝐼𝑉𝑀í𝑛 − 150 𝐼𝑉𝑇𝑖𝑝 𝜇𝐴 𝑉𝑉 1 𝑉 𝑅𝐺1 = 𝜂𝑅𝐺𝐺 𝑉𝐺 = 𝜂𝑉
- 39. Si 𝜂 = 0.75 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉 + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = (0.75)(12 𝑉) + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = 9.7 𝑉 𝑉 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐴 ≤ 𝑉 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 12𝑉 − 1𝑉 150 × 10−6 𝐴 ≤ 𝑅𝐴 ≤ 12𝑉 − 9.7𝑉 0.7 × 10−6 𝐴 73.3 𝑘Ω ≤ 𝑅𝐴 ≤ 3.28 𝑀Ω Si 𝑅𝐴 = 250 𝑘Ω Datos - 2N6028 𝒇𝒐 𝟏. 𝟓 𝒌𝑯𝒛 𝑽𝑽 𝟏 𝑽 𝑹𝑮𝑮 𝟏𝟎 𝒌𝛀 𝑰𝑽 𝟏𝟓𝟎 𝝁𝑨 𝑽 𝟏𝟐 𝑽 𝑰𝑷 𝟎. 𝟕 𝝁𝑨 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟏 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟐 𝑅𝐺1 = 𝜂𝑅𝐺𝐺 𝑅𝐺1 = 0.75 (10 𝑘Ω) 𝑅𝐺1 = 7.5 𝑘Ω 𝑅𝐺2 = 𝑅𝐺1 − 𝑅𝐺𝐺 𝑅𝐺2 = 10 𝑘Ω − 7.5 𝑘Ω 𝑅𝐺2 = 2.5 𝑘Ω 𝑅𝑘 = 0.1 − 1 𝑘Ω 𝑅𝑘 = 560 𝛺 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟒 8.6 𝑘𝛺 7.2 𝑘𝛺 𝐶𝐴 = 1 𝑅𝐴𝑓𝑜 ln 𝑉 𝑉 − 𝑉𝑃 𝐶𝐴 = 1 (250 × 103 Ω)(1.5 × 103 𝐻𝑧) ln 12 𝑉 12 𝑉 − 9.7 𝑉 𝐶𝐴 = 1.61𝑛𝐹 Recálculo con 𝐶𝐴 = 1.5 𝑛𝐹: 𝑅𝐴 = 1 (1.5 × 10−9𝐹)(1.5 × 103 𝐻𝑧) ln 12 𝑉 12 𝑉 − 9.7 𝑉 𝑅𝐴 = 269 𝑘Ω 𝑅𝐴 = 𝑹𝟏 𝟐𝟐𝟎 𝒌𝜴 + 𝑷 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝜴 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟑 1.5 𝑛𝐹 2.2 𝑛𝐹 2.7 𝑘𝛺 2.2 𝑘𝛺
- 40. 𝑲 − 𝑨 + 𝑮 𝑨 + 𝑲 − 𝑮 A = Ánodo K = Cátodo G = Compuerta
- 41. 𝑰 𝑽𝑨𝑲 + 𝑽𝑨𝑲 − 𝑹𝑹𝑵 𝑰𝑺 𝑰𝑯 𝑽𝑯 𝑽𝑺 𝑽𝑩𝑹𝑹 SUS 𝑽𝑺 Voltaje de conmutación 𝑰𝑺 Corriente de conmutación 𝑽𝑯 Voltaje de mantenimiento 𝑰𝑯 Corriente de mantenimiento 𝑽𝑩𝑹𝑹 Voltaje de ruptura inversa
- 42. 𝑪 𝑹 𝑹𝟏 𝑷 𝑹𝒐 𝑽𝒐 𝑲 𝑨 𝑮 𝑽 𝑓𝑜 = 1 𝑅𝐶 ln 𝑉 𝑉 − 𝑉𝑆 𝑉 − 𝑉𝐻 𝐼𝐻 ≤ 𝑅 ≤ 𝑉 − 𝑉𝑆 𝐼𝑆 𝑅𝑆 = 0.1 − 1 𝑘Ω Característica SUS 2N4990 𝑉𝑆 7 − 9 𝑉 𝐼𝑆𝑀á𝑥 200 𝜇𝐴 𝐼𝐻𝑀á𝑥 0.75 𝑚𝐴 𝑉𝐻 1 𝑉 𝑮
- 43. 𝑻𝟏 𝑮 𝑻𝟐 A = Ánodo K = Cátodo G = Compuerta 𝑰 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 + 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 − 𝑹𝑹𝑵 𝑰𝑺 𝑰𝑯 𝑽𝑯 𝑽𝑺 SBS 𝑽𝑺 Voltaje de conmutación 𝑰𝑺 Corriente de conmutación 𝑽𝑯 Voltaje de mantenimiento 𝑰𝑯 Corriente de mantenimiento 𝑹𝑹𝑵 −𝑰𝑺 −𝑰𝑯 −𝑽𝑯 −𝑽𝑺
- 44. 𝑪 𝑹 𝑹𝟏 𝑷 𝑹𝒐 𝒗𝒐 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑓𝑜 = 1 𝑅𝐶 ln 𝑉 𝑚 𝑉 𝑚 − 𝑉𝑆 𝑉 𝑚 − 𝑉𝐻 𝐼𝐻 ≤ 𝑅 ≤ 𝑉 𝑚 − 𝑉𝑆 𝐼𝑆 𝑅𝑜 = 0.1 − 1 𝑘Ω Característica SBS 2N4991 𝑉𝑆 ± 6 − 10 𝑉 𝐼𝑆𝑀á𝑥 ±500 𝜇𝐴 𝐼𝐻𝑀á𝑥 ±1.5 𝑚𝐴 𝑉𝐻 ±1 𝑉 𝑮 − + 𝑽𝒎 −𝑽𝒎
- 45. 𝑉 𝑚 − 𝑉𝐻 𝐼𝐻 ≤ 𝑅 ≤ 𝑉 𝑚 − 𝑉𝑆 𝐼𝑆 170𝑉 − 1𝑉 1 × 10−3 𝐴 ≤ 𝑅 ≤ 170𝑉 − 8𝑉 300 × 10−6 𝐴 169 𝑘Ω ≤ 𝑅 ≤ 540 𝑘Ω Si 𝑅 = 300 𝑘Ω Datos - 2N4991 𝒇𝒐 𝟐 𝒌𝑯𝒛 𝒗𝒆 𝟏𝟐𝟎 𝑽𝒓𝒎𝒔 𝑽𝑺 ±𝟖 𝑽 𝑽𝑯 ±𝟏 𝑽 𝑰𝑺 𝟑𝟎𝟎 𝝁𝑨 𝑰𝑯 𝟏 𝒎𝑨 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟏 𝐶 = 1 𝑅𝑓𝑜 ln 𝑉 𝑚 𝑉 𝑚 − 𝑉𝑆 𝐶 = 1 (300 × 103 Ω)(2 × 103 𝐻𝑧) ln 170 𝑉 170 𝑉 − 8 𝑉 𝐶 = 34.57 𝑛𝐹 Recálculo con 𝐶 = 33 𝑛𝐹: 𝑅 = 1 (33 × 10−9𝐹)(2 × 103 𝐻𝑧) ln 170 𝑉 170 𝑉 − 8 𝑉 𝑅 = 314.33 𝑘Ω = 𝑹𝟏 𝟐𝟕𝟎 𝒌𝜴 + 𝑷 𝟓𝟎 𝒌𝜴 𝑅𝑜 = 560 𝛺 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟐 33 𝑛𝐹 47 𝑛𝐹 𝑣𝑒 = 120 𝑉 𝑟𝑚𝑠 = 𝑉 𝑚 2 𝑉 𝑚 = 120 𝑉 2 ≈ 170 𝑉 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟑
- 46. 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑻𝟏 = Terminal 1 𝑻𝟐 = Terminal 2 𝑻𝟏 𝑻𝟐
- 47. 𝑰 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 + 𝑽𝑻𝟏𝑻𝟐 − 𝑰𝑩𝒐 𝑰𝑯 𝑽𝑯 𝑽𝑩𝒐 SBS 𝑽𝑩𝒐 Voltaje de ruptura 𝑰𝑩𝒐 Corriente de ruptura 𝑽𝑯 Voltaje de mantenimiento 𝑰𝑯 Corriente de mantenimiento −𝑰𝑩𝒐 −𝑰𝑯 −𝑽𝑯 −𝑽𝑩𝒐
- 48. 𝑪 𝑹 𝑹𝟏 𝑷 𝑹𝒐 𝒗𝒐 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑓𝑜 = 1 𝑅𝐶 ln 𝑉 𝑚 𝑉 𝑚 − 𝑉𝐵𝑜 𝑉 𝑚 − 𝑉𝐻 𝐼𝐻 ≤ 𝑅 ≤ 𝑉 𝑚 − 𝑉𝐵𝑜 𝐼𝐵𝑜 𝑅𝑜 = 0.1 − 1 𝑘Ω Característica DIAC NTE6407 𝑉𝐵𝑜 ± 24 − 32 𝑉 𝐼𝐵𝑜𝑀á𝑥 ±25 𝜇𝐴 𝐼𝐻𝑀á𝑥 ±10 𝑚𝐴 𝑉𝐻 𝑉𝐵𝑜 − 7 𝑉 − + 𝑽𝒎 −𝑽𝒎
- 50. En la siguiente diapositiva se ilustra un medio de bajo coste para utilizar el SCR como regulador cargador de baterías, eliminando así los problemas inherentes en relés de tensión electromecánicos (contacto pegado, quemado, desgaste, etc). Tal como se muestra el circuito es capaz de cargar una batería de 12 V hasta un rango de 6 A. Cuando el voltaje de la batería alcanza completamente su nivel de carga, el SCR de carga se apaga y una muy pequeña carga determinada por el valor de 𝑅1 y 𝑅2 continúa fluyendo. 𝐷1 y 𝐷2 suministran corriente directa (rectificado de onda completa) a 𝑆𝐶𝑅1 en serie con la batería a cargar. Con un voltaje de la batería bajo, 𝑆𝐶𝑅1 es activado cada semiciclo a través de la resistencia 𝑅6 y el diodo 𝐷4. Bajo estas condiciones el voltaje recolectado 𝑉𝑅 en el cursor del potenciómetro 𝑅4 es menor que la tensión de ruptura del diodo Zener 𝐷𝑍 y el 𝑆𝐶𝑅2 no se puede disparar. Cuando la batería se acerca a la carga completa, su voltaje de terminal aumenta, la magnitud de 𝑉𝑅 es igual a 𝑉𝑍 (más la tensión de puerta requerida para activar 𝑆𝐶𝑅2), y 𝑆𝐶𝑅2 se comienza a activar cada semiciclo. Al principio 𝑆𝐶𝑅2 dispara a 𝜋 2 radianes (90°) después del inicio de cada semiciclo, coincidiendo con el voltaje máximo de suministro, la corriente de carga máxima y el voltaje máximo de la batería. A medida que el voltaje de la batería aumenta aún más mientras que la carga continúa, el ángulo de disparo de 𝑆𝐶𝑅2 avanza cada semiciclo hasta que eventualmente 𝑆𝐶𝑅2 se dispara antes de que la onda sinusoidal de entrada tenga suficiente magnitud para activar 𝑆𝐶𝑅1. Con 𝑆𝐶𝑅2 en primer lugar en un semiciclo, la acción del divisor de voltaje de 𝑅6 y 𝑅7 mantiene a 𝐷4 en polarización inversa, y 𝑆𝐶𝑅1 es incapaz de dispararse, así la sobrecarga cesa. El diodo 𝐷3 y las resistencias 𝑅1 y 𝑅2 pueden añadirse, si se desea, para cargar mínimamente la batería durante los periodos normales de "apagado". La sobrecarga se reiniciará automáticamente cuando 𝑉𝑅 caiga por debajo de 𝑉𝑍 y 𝑆𝐶𝑅2 deje de activarse cada ciclo.
- 51. 𝑫𝟏 𝑫𝟐 𝑹𝟏 𝑹𝟐 𝑫𝟑 𝑫𝟒 𝑹𝟑 𝑪 𝑺𝑪𝑹𝟏 𝑹𝟒 𝑫𝒁 𝑹𝟓 𝑺𝑪𝑹𝟐 𝑹𝟔 𝑹𝟕 Batería a cargar 𝟒𝟕𝟎 𝛀 𝟓 𝑾 𝟐𝟓𝟎 𝛀 𝟓 𝑾 𝟒𝟕 𝛀 𝟎. 𝟓 𝑾 𝑵𝑻𝑬𝟓𝟒𝟗𝟐 𝑭𝟏𝟐𝑪𝟐𝟎𝑪 𝑭𝟏𝟐𝑪𝟐𝟎𝑪 𝑭𝟏𝟐𝑪𝟐𝟎𝑪 𝟏𝟎: 𝟏 𝑭𝟏𝟐𝑪𝟐𝟎𝑪 𝟏𝑵𝟓𝟑𝟒𝟖𝑩 𝟒𝟕𝝁𝑭 𝟑𝟓𝑽 𝟏 𝑴𝛀 𝟏 𝒌𝛀 𝟎. 𝟓 𝑾 𝑪𝟏𝟎𝟔𝑫𝑮 𝟒𝟕 𝛀 𝟐 𝑾 𝟒𝟕 𝛀 𝟐 𝑾 𝟏𝟐𝟎𝒗𝒓𝒎𝒔 𝑽𝑹 + −
- 52. El circuito mostrado en la siguiente diapositiva es accionado por un aumento en la capacitancia entre un electrodo de detección y el lado de tierra de la línea. La sensibilidad se puede ajustar para cambiar cuando un cuerpo humano está a unas pulgadas de la placa aislada utilizada como electrodo de detección. Así, este circuito se puede utilizar como un interruptor táctil aislado eléctricamente, o como un detector de proximidad en circuitos de alarma. El PUT 2N6027, se pondrá en "ON" cuando el voltaje del ánodo supere al voltaje de la compuerta en una cantidad conocida como voltaje de disparo (aproximadamente 0,5 V). Esta tensión del ánodo se sujeta a la tensión "ON" del diac. A medida que la capacitancia entre el electrodo de detección y la tierra aumenta (debido a un cuerpo que se aproxima), el ángulo de desfase entre las tensiones de ánodo y puerta del PUT aumenta hasta que el diferencial de tensión en algún momento es lo suficientemente grande para disparar este PUT. Debido a que el voltaje del ánodo está sujeto, es más grande sólo al principio del ciclo; Por lo tanto, la conmutación debe ocurrir a inicio del ciclo. La sensibilidad se ajusta con el potenciómetro de 1 𝑀Ω que determina el nivel de voltaje del ánodo antes de la sujeción. Esta sensibilidad será proporcional al área de las superficies que se oponen entre sí.
- 53. 𝑨𝒍 𝑬𝒍𝒆𝒄𝒕𝒓𝒐𝒅𝒐 𝑺𝒆𝒏𝒔𝒊𝒃𝒍𝒆 𝟏 𝑴𝛀 Buzzer 120 𝑣𝑎𝑐 60 𝐻𝑧 𝑪𝟏𝟎𝟔𝑫𝑮 𝟐𝑵𝟔𝟎𝟐𝟕 𝟏 𝑴𝛀 𝟏𝟎 𝑴𝛀 𝟒. 𝟕 𝒌𝛀 𝑵𝑻𝑬𝟔𝟒𝟎𝟕 𝟏 𝒌𝛀 Todas las resistencias a 1 W.
- 54. El circuito mostrado en la siguiente diapositiva muestra un sistema de iluminación de emergencia que mantiene una batería de 6 V a plena carga y conmuta automáticamente desde el suministro de corriente alterna a la batería. El transformador y los diodos 𝐷1 y 𝐷2 suministran voltaje CD para la lámpara de 6 V. El 𝑆𝐶𝑅 y 𝑅1 suministran corriente de carga a la batería, que se puede variar con 𝑅1. El ánodo y la compuerta del 𝑆𝐶𝑅 se mantienen al voltaje de la batería, mientras que el cátodo del 𝑆𝐶𝑅 se mantiene a un potencial más alto que el de 𝐶. Si el voltaje en el cátodo del 𝑆𝐶𝑅 cae por debajo del voltaje de la batería debido a la interrupción de la entrada de corriente alterna, el 𝑆𝐶𝑅 se disparará y suministrará a la lámpara con energía de la batería. Cuando vuelva a aparecer la corriente alterna, el 𝑆𝐶𝑅 se apagará automáticamente y la batería se volverá a cargar.
- 55. 𝑫𝟏 𝑫𝟐 𝟏𝑵𝟓𝟒𝟎𝟕 𝟏𝑵𝟓𝟒𝟎𝟕 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝑫𝟑 𝑪 𝟔 𝑽 𝟔 𝑽 𝟔 𝑽 𝟔 𝑽 𝑪𝟏𝟎𝟔𝑫𝑮 𝑹𝟏 𝑹𝟐 𝟏𝟎𝟎 𝝁𝑭 𝟏𝟎 𝑽 𝑭𝟏𝟐𝑪𝟐𝟎𝑪 𝟏𝟎𝟎 𝛀 𝟏 𝑾 𝑺𝑪𝑹 𝟏𝟓𝟎 𝛀 𝟏 𝑾 𝑹𝟑 𝟏 𝒌𝛀 𝟏 𝑾
- 56. Para requerimientos muy altos de la carga, los circuitos intermitentes de corriente directa tienen la desventaja de requerir un condensador de conmutación muy grande. En tales aplicaciones, el uso de circuitos intermitentes de AC termina siendo más económico. El circuito de la siguiente diapositiva ilustra un circuito flip-flop intermitente de potencia que puede manejar dos cargas independientes de hasta 2.5 KW cada una. El transformador, los diodos rectificadores, la resistencia 𝑅1 y el capacitor 𝐶1 proporcionan el suministro de corriente continua al oscilador monounión de funcionamiento libre y a los transistores T1 y T2 del flip-flop. El voltaje de interbase para el UJT se toma directamente desde el lado positivo del rectificador por puente de diodos para sincronizar el oscilador monounión de funcionamiento libre con la frecuencia de la alimentación. Los impulsos de salida negativos desarrollados a través de 𝑅4 activan los transistores del flip-flop que alternadamente activan y desactivan los TRIAC. La velocidad de parpadeo se determina por la constante de tiempo de 𝑅2, 𝑅3 y 𝐶2. 𝑻𝑹𝑰𝑨𝑪𝟏, 𝑻𝑹𝑰𝑨𝑪𝟐: 𝑴𝑨𝑪𝟏𝟓𝑨𝟖𝑮 𝑫𝟏, 𝑫𝟐, 𝑫𝟑, 𝑫𝟒: 𝟏𝑵𝟓𝟒𝟎𝟕 𝑫𝟓, 𝑫𝟔: 𝟏𝑵𝟓𝟑𝟗𝟗 𝑼𝑱𝑻: 𝟐𝑵𝟐𝟔𝟒𝟔 𝑻𝟏, 𝑻𝟐: 𝟐𝑺𝑨𝟏𝟎𝟏 𝑪𝟏: 𝟓𝟎𝟎 𝝁𝑭 𝟐𝟓𝑽 𝑪𝟐: 𝟎. 𝟐 𝝁𝑭 𝑪𝟑, 𝑪𝟒: 𝟎. 𝟎𝟓 𝝁𝑭 𝑹𝟐: 𝟐 𝑴𝛀 𝑹𝟑: 𝟏 𝑴𝛀 𝑹𝟒: 𝟏𝟎𝟎 𝛀 𝑹𝟓, 𝑹𝟔: 𝟑𝟑 𝛀 𝑹𝟕, 𝑹𝟖, 𝑹𝟗: 𝟓𝟔𝟎 𝛀 𝑹𝟏𝟎, 𝑹𝟏𝟏, 𝑹𝟏𝟐, 𝑹𝟏𝟑: 𝟏𝟎 𝒌𝛀 Todas las resistencias a 10 W.
- 57. 𝑹𝟏 𝑹𝟒 𝑹𝟖 𝑹𝟏𝟑 𝑹𝟏𝟏 𝑻𝟐 𝑫𝟔 𝑪𝟒 𝑹𝟕 𝑹𝟏𝟐 𝑹𝟏𝟎 𝑻𝟏 𝑫𝟓 𝑪𝟑 𝑹𝟓 𝑹𝟔 120 𝑣𝑎𝑐 𝟏𝟎: 𝟏 𝑼𝑱𝑻 𝑫𝟏 𝑫𝟐 𝑫𝟑 𝑫𝟒 𝑪𝟏 𝑪𝟐 𝑹𝟗 𝑹𝟑 𝑹𝟐 𝑻𝑹𝑰𝑨𝑪𝟏 𝑻𝑹𝑰𝑨𝑪𝟐
- 58. Un fototransistor y un transistor monojuntura en combinación permiten detectar niveles mucho más bajos de luz. Para el primer circuito de la siguiente diapositiva, cuando el fototransistor tiene luz incidente sobre ella, el transistor monojuntura oscilará como un oscilador de relajación. Puesto que su frecuencia es considerablemente más alta que 60 Hz, el 𝑆𝐶𝑅 se enciende a inicios de la mitad positiva de cada ciclo. El segundo circuito de la siguiente diapositiva energiza la carga cuando se retira la luz del fototransistor. En este circuito, cuando el fototransistor está en la oscuridad, el transistor monojuntura funciona como un oscilador de relajación y energiza la carga en los semiciclos positivos.
- 59. 20 𝑽 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝟔𝟎 𝑯𝒛 𝟓 𝑴𝛀 𝟐𝟐 𝒏𝑭 𝟑𝟑 𝒌𝛀 𝟐𝟐𝟎 𝛀 𝟐𝟐 𝛀 𝑪𝟏𝟎𝟔𝑫𝑮 𝑷𝑻𝟏𝟑𝟎𝟎 𝟐𝑵𝟐𝟔𝟒𝟔 20 𝑽 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝟔𝟎 𝑯𝒛 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝛀 𝟐𝟐 𝒏𝑭 𝟐𝟐𝟎 𝛀 𝟐𝟐 𝛀 𝑪𝟏𝟎𝟔𝑫𝑮 𝟐𝑵𝟐𝟔𝟒𝟔 𝑷𝑻𝟏𝟑𝟎𝟎 Detector De Presencia De Luz Detector De Ausencia De Luz Todas las resistencias a 1 W.
- 60. La forma más elemental de control de fase de onda completa es el simple circuito DIAC/TRIAC de la siguiente diapositiva. La forma de onda del voltaje del condensador, 𝑉𝐶, es bastante similar al caso de media onda, con la excepción principal de que el voltaje residual del condensador, 𝑉 𝑜, al comienzo de cada semiciclo es opuesta en polaridad al siguiente voltaje de conmutación, 𝑉𝑆, que debe ser alcanzado. Si la resistencia 𝑅1 se incrementa ligeramente, al comienzo de este ciclo, 𝑉 𝑜 es el mismo que el estado estacionario puesto que el DIAC había conmutado en el semiciclo precedente. Al final del primer semiciclo, sin embargo, el voltaje del condensador está justo por debajo de Vs, y el DIAC permanece inactivo. Esto cambia 𝑉 𝑜 a +𝑉𝑆 al comienzo del segundo semiciclo. Por lo tanto, el voltaje máximo del condensador en el semiciclo negativo está considerablemente por debajo de 𝑉𝑆. En todos los ciclos posteriores 𝑉 𝑜 = 𝑉𝐶𝑝 y el valor de pico de 𝑉𝐶 permanecerá por debajo de 𝑉𝑆 hasta que el valor de 𝑅1 se reduzca. Así, el ramal derecho es este supresor 𝑑𝑣 𝑑𝑖 requerido.
- 61. 120 𝑣𝑎𝑐 60 𝐻𝑧 𝑴 𝑪𝟏 𝑹𝟏 𝟐𝟓𝟎 𝛀 𝟎. 𝟏 𝝁𝑭 𝑻𝑹𝑰𝑨𝑪 𝑫𝑰𝑨𝑪 𝑵𝑻𝑬𝟔𝟒𝟎𝟕 𝑪𝟐 𝟎. 𝟏 𝝁𝑭 𝑹𝟐 𝟏𝟎𝟎 𝛀 𝑴𝑨𝑪𝟏𝟓𝑨𝟖𝑮 Motor Universal (Onda Completa) Todas las resistencias a 1 W.
- 62. En el circuito de la siguiente diapositiva se muestra un intermitente secuencial tal como se utiliza en las señales de cambio automotrices. Cuando el interruptor de señal de giro 𝑆 está cerrado, la lámpara 𝐿1 se activará y el condensador 𝐶1 se cargará al voltaje de disparo de 𝑃𝑈𝑇1. Tan pronto como el voltaje del ánodo del 𝑃𝑈𝑇1 supere su voltaje de puerta en 0.5 V, 𝑃𝑈𝑇1 cambiará al modo de baja resistencia, activando de este modo el 𝑆𝐶𝑅1 para activar la lámpara 𝐿2 y el segundo circuito de temporización. Después de que 𝑃𝑈𝑇2 cambie al estado de baja resistencia, el 𝑆𝐶𝑅2, se activará para activar la lámpara 𝐿3. Cuando el intermitente mecánico interrumpe la corriente a las tres lámparas, 𝑆𝐶𝑅1 y 𝑆𝐶𝑅2 se conmutan y el circuito está listo para otro ciclo.
- 63. 𝑹𝟐 𝟏𝟎 𝒌𝛀 𝑹𝟑 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝛀 𝑪𝟏 𝟎. 𝟓 𝝁𝑭 𝑹𝟒 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝛀 𝑹𝟏 𝟏 𝑴𝛀 𝟐𝑵𝟔𝟎𝟐𝟕 𝑷𝑼𝑻𝟏 𝑺𝑪𝑹𝟏 𝑪𝟏𝟏𝟔𝑫 𝟏𝟎 𝒌𝛀 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝛀 𝑪𝟐 𝟎. 𝟓 𝝁𝑭 𝟏𝟎𝟎 𝒌𝛀 𝟏 𝑴𝛀 𝟐𝑵𝟔𝟎𝟐𝟕 𝑷𝑼𝑻𝟐 𝑺𝑪𝑹𝟐 𝑪𝟏𝟏𝟔𝑫 𝑨 𝑩 𝑳𝟏 𝑳𝟐 𝑳𝟑 𝑻𝒆𝒎𝒑𝒐𝒓𝒊𝒛𝒂𝒅𝒐𝒓𝟏 𝑻𝒆𝒎𝒑𝒐𝒓𝒊𝒛𝒂𝒅𝒐𝒓𝟐 20 𝑽 𝑶𝑛 𝑶𝑓𝑓 𝑺
- 64. En muchos casos, una correcta operación a baja velocidad sin ninguna especificación restrictiva sobre la corriente de compuerta para el disparo requeriría una red de baja impedancia tal que las clasificaciones de potencia de las resistencias y el tamaño del condensador resultarían difíciles y costosas. En tales casos, un dispositivo de disparo de baja tensión tal como un SUS puede actuar como un amplificador de compuerta como en el circuito de la siguiente diapositiva. El uso del 𝑆𝑈𝑆 en este circuito permite utilizar una red de impedancia mucho más alta para 𝑅1, 𝑅2 y 𝐶1, permitiendo así componentes de menor tamaño y de menor coste. En este circuito el voltaje de referencia 𝑉1 debe superar la fuerza electromotriz inducida 𝑉2 por al menos el voltaje de ruptura del 𝑆𝑈𝑆 que es de usualmente de entre 8 V a 10 V. Cuando el 𝑆𝑈𝑆 se activa, descarga a 𝐶2 en la compuerta, suministrando un fuerte pulso de corriente para activar al 𝑆𝐶𝑅. Esto elimina cualquier necesidad de seleccionar un 𝑆𝐶𝑅 adecuado para la corriente de disparo de compuerta y elimina cualquier dependencia del circuito con la corriente de disparo del 𝑆𝐶𝑅 particular utilizado.
- 65. Motor Universal 120 𝑣𝑎𝑐 60 𝐻𝑧 𝑹𝟐 𝟏𝟎 𝒌𝛀 𝑪𝟐 𝑺𝑪𝑹 𝑹𝟏 𝟑𝟗 𝒌𝛀 𝟏 𝑾 𝑴 𝑮 𝑪𝟏 𝟎. 𝟓 𝝁𝑭 𝟏𝟎𝟎 𝑽 𝑫𝟏 𝑫𝟐 𝟎. 𝟎𝟓 𝝁𝑭 𝟓𝟎 𝑽 𝑺𝑼𝑺 𝑽𝟏 𝑽𝟐 𝑹𝑳𝟐𝟎𝟔 𝑹𝑳𝟐𝟎𝟔 𝑪𝟏𝟐𝟐𝑫𝟏 𝟐𝒏𝟒𝟗𝟗𝟎
- 67. El control de fase es un circuito construido a base de tiristores que controlan la potencia en la carga al ser disparados sincrónicamente por un generador de pulsos a tiempo determinado. La corriente que circula por la carga depende del ángulo de disparo del tiristor. La conmutación del dispositivo se de forma natural (al invertirse la señal de alimentación). Este método de control de potencia es muy eficaz; sin embargo, el número de armónicos aumenta en algunas aplicaciones por lo que habrá que filtrarlas. Es muy utilizado en el control de motores de corriente directa y universales, en el control de iluminación, de temperatura, etc.
- 68. 𝑡 𝑡 𝑡 ∡𝐷𝑖𝑠𝑝𝑎𝑟𝑜 = 0° ⇒ ∡𝐶𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑐𝑖ó𝑛 = 180° 𝑉𝑃𝑟𝑜𝑚 = 1 𝑇 0 𝑇 𝑓 𝑡 𝑑𝑡 Para un rectificador monofásico 𝑉𝑃𝑟𝑜𝑚 = 0.318𝑉 𝑚 = 0.318 170 𝑉 𝑉𝑃𝑟𝑜𝑚 = 54𝑉𝐷𝐶 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝑣𝐿 𝑣𝑇 𝑣𝑒 a) Control De Fase De Media Onda Para Carga De CD Si ∡𝐷𝑖𝑠𝑝𝑎𝑟𝑜 = 180° ⇒ ∡𝐶𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑐𝑖ó𝑛 = 0° 𝑉𝑃𝑟𝑜𝑚 = 0 𝑉𝐷𝐶
- 69. b) Control De Fase De Media Onda para carga de CA 𝑡 𝑡 𝑡 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝑣𝐿 𝑣𝑇 𝑣𝑒
- 70. 𝑡 𝑡 𝑡 𝑣𝐿 𝑣𝑇 𝑣𝑒 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 c) Control De Fase De Onda Completa Para carga de AC
- 71. 𝑡 𝑡 𝑡 𝑡 d) Control De Fase De Onda Completa para carga de CA 𝑫𝟏 𝑫𝟐 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑣𝐿 𝑣𝑇1 𝑣𝑒 𝑣𝑇2
- 72. e) Control De Fase De Onda Completa Para Carga De CA (𝑳𝟏) O CD (𝑳𝟐). 𝑡 𝑡 𝑡 𝑡 − + 𝟏𝟐𝟎 𝒗𝒂𝒄 𝑣𝐿2 𝑣𝐿1 𝑣𝑇 𝑣𝑒
- 74. • Diseñar un control de fase monofásico que regule un ángulo de disparo de 30° a 160° grados eléctricos, con UJT y un diodo Zener de 15V. ∡𝐿 = 20° − 150° 𝑼𝑱𝑻 𝟐𝑵𝟐𝟔𝟒𝟔 ∡𝐷 = 30° − 160° 𝐼𝑉 = 8 𝑚𝐴 𝐼𝑃 = 2 𝜇𝐴 Zener 𝑉𝑉 = 1𝑉 𝐷𝑍 = 15𝑉/? 𝑊 𝑅𝐵𝐵 = 4.7 𝑘Ω − 9.1 𝑘Ω ⟶ 7 𝑘𝛺 𝐼𝑧𝑚𝑖𝑛 = 15 𝑚𝐴 𝜂 = 0.65 Calcular: • 𝑅𝑍 • 𝑊𝑅𝑍 • 𝑊𝐷𝑍 • 𝑅𝐵1 • 𝑅𝐵2 • 𝑅𝐸 Para ∡𝐷 = 30° 360° − 16.666 𝑚𝑠 30° − 𝑡1 𝑡1 = 30° 16. 666 𝑚𝑠 360° = 1.38𝑚𝑠 𝑓1 = 1 𝑡1 = 1 1.38 𝑚𝑠 = 720 𝐻𝑧 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟏 𝑓 = 60 𝐻𝑧 𝑣𝑒 = 120 𝑣𝑟𝑚𝑠 𝑉 𝑚 ≈ 170 𝑉 𝑇 = 1 𝑓 = 1 60 𝐻𝑧 = 16. 666 𝑚𝑠 Para ∡𝐷 = 160° 360° − 16.666 𝑚𝑠 160° − 𝑡2 𝑡2 = 160° 16. 666 𝑚𝑠 360° = 7.4 𝑚𝑠 𝑓2 = 1 𝑡2 = 1 7.4 𝑚𝑠 = 135 𝐻𝑧
- 75. 𝑆𝑖 𝐶𝐸 = 22 𝑛𝐹 𝑅𝐸1 = 1 22 × 10−9 𝐹 720 𝐻𝑧 ln 1 1 − 0.65 𝑅𝐸1 = 60.13 𝑘Ω 𝑅𝐸2 = 1 22 × 10−9 𝐹 135.7 𝐻𝑧 ln 1 1 − 0.65 𝑅𝐸2 = 319 𝑘Ω 𝑅𝐸 = 170 𝑘Ω 𝑅𝐸 = 𝑹𝟏 𝟓𝟔 𝒌𝜴 + 𝑷 𝟐𝟓𝟎 𝒌𝜴 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉𝑍 + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = (0.65)(15𝑉) + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = 10.45 𝑉 𝑉𝑍 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 𝑉𝑍 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 15𝑉 − 1𝑉 8 × 10−3 𝐴 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 15𝑉 − 10.45𝑉 2 × 10−6 𝐴 1.75 𝑘Ω ≤ 𝑅𝐸 ≤ 2.275 𝑀Ω 𝐶𝐸 = 1 𝑓𝑅𝐸 ln 1 1 − 𝜂 𝑆𝑖 𝑅𝐸 = 180 𝑘Ω 𝑆𝑖 𝑓1 = 720 𝑘𝐻𝑧 𝐶𝐸1 = 1 (720 𝐻𝑧) 180 × 103Ω ln 1 1 − 0.65 𝐶𝐸1 = 7.35 𝑛𝐹 𝑷𝒂𝒔𝒐 2 𝑷𝒂𝒔𝒐 3 𝑷𝒂𝒔𝒐 4 𝑆𝑖 𝑓2 = 135 𝑘𝐻𝑧 𝐶𝐸2 = 1 (135 𝐻𝑧) 180 × 103Ω ln 1 1 − 0.65 𝐶𝐸2 = 39 𝑛𝐹 𝑷𝒂𝒔𝒐 5
- 76. 𝐼 = 𝐼𝑧 + 𝐼1 = 54.26 × 10−3 + 15 × 10−3 𝐴 = 69.26 𝑚𝐴 𝐼1 = 𝐼2 + 𝐼3 = 54 × 10−3 + 267 × 10−6 𝐴 = 54.26𝑚𝐴 𝐼2 = 𝑉𝑍 𝑅1 = 15𝑉 56 × 103Ω = 267𝜇𝐴 𝐼3 = 𝑉𝑍 𝑅𝐵1 + 𝑅𝐵2 = 15𝑉 56Ω + 220Ω = 54 𝑚𝐴 𝑅𝑍 = 𝑉𝑋 − 𝑉𝑍 𝐼 = 54𝑉 − 15𝑉 69.26 × 10−3𝐴 = 563Ω 𝐼 = 𝑉𝑋 − 𝑉𝑍 𝑅𝑍 = 54𝑉 − 15𝑉 470Ω = 83 𝑚𝐴 𝜔𝑅𝑧 = 𝐼2 𝑅𝑍 = 83 × 10−3 𝐴 2 470Ω = 3.23 𝑊 𝜔𝐷𝑧 = 𝑉𝑍𝐼 = (15𝑉) 83 × 10−3𝐴 = 1.245 𝑊 𝑹𝒁 = 𝟒𝟕𝟎𝛀 / 𝟓𝑾 𝑫𝒁 = 𝟏𝟓𝑽 / 𝟓𝑾 𝑷𝒂𝒔𝒐 6 𝑅𝐵2 = 0.28𝑅𝐵𝐵 𝜂𝑉𝑍 𝑅𝐵2 = 0.28(7 × 103 Ω) 0.65 15𝑉 𝑅𝐵2 = 201 Ω 𝑅𝐵1 = 0.28𝑅𝐵𝐵𝑀í𝑛 𝑉𝑍 𝑅𝐵1 = 0.2(4.7 × 103 Ω) 15𝑉 𝑅𝐵1 = 62.6 Ω 6𝟖 𝛀 𝟓𝟔 𝛀 𝟐𝟐𝟎 𝛀 𝟏𝟖𝟎 𝛀 𝑷𝒂𝒔𝒐 7 Cálculo del regulador: 6𝟖𝟎 𝛀 𝟒𝟕𝟎 𝛀 𝑷𝒂𝒔𝒐 8 𝑷𝒂𝒔𝒐 9 Recálculo con 𝑅𝑍 = 470Ω:
- 78. • Diseñar un circuito de control de fase monofásico de onda completa que regule un ángulo en la carga de 50° a 170° grados eléctricos, con UJT y un diodo zener de 18V. ∡𝐿 = 50° − 170° 𝑼𝑱𝑻 𝟐𝑵𝟐𝟔𝟒𝟔 ∡𝐷 = 10° − 130° 𝐼𝑉 = 6 𝑚𝐴 𝐶 = 33 𝑛𝐹 𝐼𝑃 = 3 𝜇𝐴 Zener 𝑉𝑉 = 1𝑉 𝐷𝑍 = 18𝑉/? 𝑊 𝑅𝐵𝐵 = 4.7 𝑘Ω − 9.1 𝑘Ω ⟶ 7 𝑘𝛺 𝐼𝑧𝑚𝑖𝑛 = 10 𝑚𝐴 𝜂 = 0.65 Calcular: • 𝑅𝑍 • 𝑊𝑅𝑍 • 𝑊𝐷𝑍 • 𝑅𝐵1 • 𝑅𝐵2 • 𝑅𝐸 Para ∡𝐷 = 10° 180° − 8.33 𝑚𝑠 10° − 𝑡1 𝑡1 = 10° 8. 33 𝑚𝑠 180° = 0.46𝑚𝑠 𝑓1 = 1 𝑡1 = 1 0.46 𝑚𝑠 = 2.17 𝑘𝐻𝑧 𝑷𝒂𝒔𝒐 𝟏 𝑓 = 120 𝐻𝑧 𝑣𝑒 = 120 𝑣𝑟𝑚𝑠 𝑉 𝑚 ≈ 170 𝑉 𝑇 = 1 𝑓 = 1 120 𝐻𝑧 = 8. 333 𝑚𝑠 Para ∡𝐷 = 130° 180° − 8.33 𝑚𝑠 130° − 𝑡2 𝑡2 = 130° 8. 33 𝑚𝑠 180° = 6.016 𝑚𝑠 𝑓2 = 1 𝑡2 = 1 6.016 𝑚𝑠 = 166.2 𝐻𝑧
- 79. 𝑉𝑃 = 𝜂𝑉𝑍 + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = (0.65)(18𝑉) + 0.7𝑉 𝑉𝑃 = 12.4 𝑉 𝑉𝑍 − 𝑉𝑉 𝐼𝑉 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 𝑉𝑍 − 𝑉𝑃 𝐼𝑃 18𝑉 − 1𝑉 6 × 10−3 𝐴 ≤ 𝑅𝐸 ≤ 18𝑉 − 12.4𝑉 3 × 10−6 𝐴 2.83 𝑘Ω ≤ 𝑅𝐸 ≤ 1.86 𝑀Ω 𝑅𝐸 = 1 𝑓 × 𝐶𝐸 × ln 1 1 − 𝜂 𝑆𝑖 𝐶𝐸 = 33 𝑛𝐹 𝑆𝑖 𝑓1 = 2.17 𝑘𝐻𝑧 𝑅𝐸1 = 1 (2.17 × 103 𝐻𝑧) (33 × 10−9𝑛𝐹) ln 1 1 − 0.65 𝑅𝐸1 = 13.3 𝑘Ω 𝑷𝒂𝒔𝒐 2 𝑷𝒂𝒔𝒐 3 𝑷𝒂𝒔𝒐 4 𝑅𝐵2 = 0.28𝑅𝐵𝐵 𝜂𝑉𝑍 𝑅𝐵2 = 0.28(7 × 103 Ω) 0.65 18𝑉 𝑅𝐵2 = 167.52 Ω 𝑅𝐵1 = 0.28𝑅𝐵𝐵𝑀í𝑛 𝑉𝑍 𝑅𝐵1 = 0.2(4.7 × 103 Ω) 18𝑉 𝑅𝐵1 = 52.2 Ω 𝑆𝑖 𝐶𝐸 = 33 𝑛𝐹 𝑆𝑖 𝑓2 = 166.2 𝐻𝑧 𝑅𝐸2 = 1 (166.2 𝐻𝑧) (33 × 10−9𝑛𝐹) ln 1 1 − 0.65 𝑅𝐸2 = 173.6 𝑘Ω 𝑅𝐸 = 173.6 𝑘Ω 𝑅𝐸 = 𝑹𝟏 𝟏𝟐 𝒌𝜴 + 𝑷 𝟐𝟎𝟎 𝒌𝜴 56 𝛀 𝟒𝟕 𝛀 1𝟖𝟎 𝛀 𝟏𝟓𝟎 𝛀
- 80. 𝐼 = 𝐼𝑧 + 𝐼1 = 80.8 × 10−3 + 10 × 10−3 𝐴 = 90.8 𝑚𝐴 𝐼1 = 𝐼2 + 𝐼3 = 1.5 × 10−3 + 79.3 × 10−3 𝐴 = 80.8 𝑚𝐴 𝐼2 = 𝑉𝑍 𝑅1 = 18 12 × 103 = 1.5 𝑚𝐴 𝐼3 = 𝑉𝑍 𝑅𝐵1 + 𝑅𝐵2 = 18𝑉 47 𝑘Ω + 180 𝑘Ω = 79.3 𝑚𝐴 𝑅𝑍 = 𝑉𝑋 − 𝑉𝑍 𝐼 = (0.636 × 𝑉𝑚) − 18 90.8𝑥10−3 = 992.5Ω ⟶ 𝟖𝟔𝟎𝜴 𝐼 = 𝑉𝑋 − 𝑉𝑍 𝑅𝑍 = 0.636 170 𝑉 − 18𝑉 860 Ω = 104.8 𝑚𝐴 𝜔𝑅𝑧 = 𝐼2 𝑅𝑍 = 104.8 × 10−3 𝐴 2 860 Ω = 9.44 𝑊 𝜔𝐷𝑧 = 18 𝑉 104.8 × 10−3𝐴 = 1.9 𝑊 𝑹𝒁 = 𝟖𝟔𝟎𝛀 / 𝟐𝟓𝑾 𝑫𝒁 = 𝟏𝟖𝑽 / 𝟓𝑾 𝑷𝒂𝒔𝒐 5 Cálculo del regulador: 𝑷𝒂𝒔𝒐 6 Recálculo con 𝑅𝑍 = 860Ω:
- 81. +𝑉𝑐𝑐
- 84. 𝑡 𝑡 𝑡 𝑡 𝑡 𝑡 𝑉𝑅𝑒𝑓 La onda es invertida puesto que el integrador tiene ganancia negativa. 𝑣𝑒 𝑣𝐼 𝑉𝑁 𝑉𝐶 𝑉𝐴 𝑉 𝑜
- 86. Es el proceso de convertir estáticamente la corriente alterna directa a alta o a baja tensión y a alta o a baja intensidad de corriente. Esto es debido a que en gran parte la energía eléctrica es utilizada en forma de corriente continua. Tiristores. Diodos y tiristores. Diodos.
- 87. Es el encargado de suministrar las tensiones con su adecuado desfasamiento. Generalmente implementado con dispositivos semiconductores, caracterizados por su no linealidad, como los diodos y los tiristores. Tiene referencia a tierra, solo es posible conexión de devanados a punto neutro, utilizan igual numero de diodos al numero de fases, la tensión rectificada es siempre la de fase, no duplican la frecuencia. No requiere referencia, se pueden conectar en estrella (punto neutro) o polígono sus devanados, duplica el número de diodos por fase, puede utilizar la tensión de línea o fase, duplica la frecuencia en ciertas configuraciones.
- 88. La reducción polifásica suministra una onda de salida con un factor de forma que se acerca a la unidad cuanto mayor sea el numero de fases por lo tanto, tenemos la ventaja de eliminar el empleo de filtros a la salida. En sistemas de rectificados Se coloca un filtro para reducir el factor de rizado, en sistemas rectificadores de alta potencia se opta por sistemas polifásico debido a su menor ondulación de salida y elevado rendimiento En la mayoría de las aplicaciones regulación de velocidad de motores se requiere una tensión de salida variable aquí se utilizan los rectificadores. Nos sirve para la reducción del factor de ondulación de la tensión rectificada.
- 89. 1.- De la naturaleza y necesidades de la carga. 2.- De la potencia requerida. 3.- De las especificaciones de los dispositivos rectificadores. 4.- De su protección requerida. 5.- Rendimiento. 6.- Costo. A) Instalaciones electroquímicas. B) Tracción eléctrica. C) Regulación de velocidad de motores de CC. D) Equipos de soldadura. E) Equipos de calentamiento inductivo y capacitivo. F) Equipo para cargar baterías, etc. En lo que respecta a la carga esta será normalmente resistiva o bien resistiva-inductiva y en raras ocasiones capacitiva (equipos de soladura).
- 90. (0 − 𝜋) 𝑓 𝑡 = 𝑉𝐿𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑑𝑡 (𝜋 − 2𝜋) 𝑓 𝑡 = 0 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 1 𝑡 0 𝑡 𝑓(𝑡)𝑑𝑡 = 1 2𝜋 0 𝜋 𝑉𝐿𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑑𝑡 + 1 2𝜋 𝜋 2𝜋 0 𝑑𝑡 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = −𝑉𝐿𝑚 2𝜋 𝑐𝑜𝑠 𝜋 − 𝑐𝑜𝑠 0 = 0.318𝑉𝐿𝑚 𝑡 𝑡 𝑡 𝑽𝑶 𝑽𝟐 𝑹𝑳 𝑇 = 2𝜋 𝜋 2𝜋 𝑰𝑫 𝒗𝟐 𝒗𝑳 𝑰𝑫𝒎 −𝑽𝑳𝒎
- 91. 0 − 𝜋 4 𝑓 𝑡 = 𝑉𝐿𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑓 𝑡 = 0 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 0 𝑇 𝑓(𝑡)𝑑𝑡 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 1 2𝜋 0 𝜋 4 0 𝑑𝑡 + 1 2𝜋 𝜋 4 𝜋 𝑉𝐿𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑑𝑡 + 1 2𝜋 𝜋 2𝜋 0 𝑑𝑡 𝑡 𝜋 4 − 𝜋 𝜋 − 2 𝜋 𝑓 𝑡 = 0 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = − 𝑉𝐿𝑚 2𝜋 cos 𝜋 − cos 𝜋 4 = − 𝑉𝐿𝑚 2𝜋 −1 − 2 2 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 𝑉𝐿𝑚 2 + 2 4𝜋 ≈ 0.271𝑉𝐿𝑚 𝑽𝟏 𝑹𝑳 𝑇 = 2𝜋 180° 360° 45° 𝑽𝑳
- 92. 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟏 𝑻 𝟎 𝑻 𝒇 𝒕 𝒅𝒕 = 𝟏 𝟐𝝅 𝒎 −𝝅 𝒎 𝝅 𝒎 𝑽𝒎𝑪𝒐𝒔 𝒕 𝒅𝒕 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 − 𝑺𝒆𝒏 − 𝝅 𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 + 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑽𝒆𝒇 = 𝟏 𝑻 𝟎 𝑻 𝒇 𝒕 𝟐𝒅𝒕 = 𝟏 𝟐𝝅 𝒎 −𝝅 𝒎 𝝅 𝒎 𝑽𝒎 𝟐 𝑪𝒐𝒔 𝒕 𝟐𝒅𝒕 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐 𝟐𝝅 −𝝅 𝒎 𝝅 𝒎 𝟏 𝟐 + 𝟏 𝟐 𝑪𝒐𝒔 𝟐𝒕 𝒅𝒕 𝑽𝒆𝒇 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐 𝟐𝝅 𝝅 𝒎 𝟐 + 𝟏 𝟒 𝑺𝒆𝒏 𝟐 𝝅 𝒎 − − 𝝅 𝒎 𝟐 + 𝟏 𝟒 𝑺𝒆𝒏 𝟐 − 𝝅 𝒎 = 𝑽𝒎 𝒎 𝝅 𝝅 𝒎 𝟐 + 𝟏 𝟒 𝑺𝒆𝒏 𝟐 𝝅 𝒎 𝑽𝒆𝒇 = 𝑽𝒎 𝟏 𝟐 + 𝒎 𝟒𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝟐𝝅 𝒎 m 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 𝑽𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 𝑽𝒆𝒇 2 0.637 0.900 3 0.827 0.984 6 0.955 0.999 12 0.989 0.999 24 0.997 0.999 48 0.999 1
- 93. 𝑉1 = 𝑉𝐷1 + 𝑉𝑅 𝑉𝐷1 = 0 𝑉1 = 𝑉𝑅 2π m = ángulo de conducción m = Número de fases 𝑫𝒎 𝑫𝟑 𝑫𝟐 𝑫𝟏 𝟏 𝟐 𝟑 𝒎 𝑽𝑹 + − 𝑹
- 94. 𝑻𝒎 𝑻𝟑 𝑻𝟐 𝑻𝟏 𝟏 𝟐 𝟑 𝒎 𝑽𝑹 + − 𝑹 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟏 𝑻 𝟎 𝑻 𝒇 𝒕 𝒅𝒕 = 𝟏 𝟐𝝅 𝒎 −𝝅 𝒎 +𝝋 𝝅 𝒎 +𝝋 𝑽𝒎𝑪𝒐𝒔 𝒕 𝒅𝒕 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑪𝒐𝒔 𝝋 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 + 𝝋 − 𝑺𝒆𝒏 − 𝝅 𝒎 + 𝝋 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 + 𝝋 + 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 − 𝝋 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝟐𝝅 𝟐 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑪𝒐𝒔 𝝋
- 95. A. Rectificadores de media onda: Emplean un número de diodos igual al número de fases, de tal manera que en cada instante solo conduce un diodo y la corriente en cada secundario del transformador es alterna. El ángulo de conducción de cada diodo es 2𝜋 𝑚 . B. Rectificadores de onda completa: Utilizan un número de diodos igual al doble del número de fases. En cada instante conducen 2 diodos, la corriente en cada secundario del transformador es alterna. El ángulo de conducción de cada diodo es de 2𝜋 𝑚 si 𝑚 ≠ 1. C. Rectificadores de media onda monofásica: Es un circuito de bajo costo, alto factor de ondulación, (se requiere de filtro, bajo voltaje promedio de salida y mala utilización del transformador).
- 97. D. Rectificador bifásico de media onda: Utiliza una transformación con Tap central que proporciona dos fases en oposición. Presenta un factor de ondulación elevado, un aceptable voltaje promedio de salida, utilización media del transformador y una elevada tensión inversa de pico aplicado a los diodos. 𝑣 𝑡 𝜋 2𝜋 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝑣𝑜 𝑡 𝜋 2𝜋 𝑉 𝑚 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝑇 = 𝜋 −𝑉 𝑚 𝑉 𝑚 𝑣𝐷1 𝑡 𝑇 = 2𝜋 −𝑉 𝑚 𝑣𝐷2 𝑡 𝑉 𝑚 𝑹 𝑫𝟏 𝑫𝟐
- 98. E. Rectificación trifásica de media onda: En este circuito el primario se conecta en delta y el secundario en y con un punto neutro. Presenta un factor de ondulación reactivamente bajo, un voltaje promedio de salida moderadamente bueno, buen aprovechamiento del transformador y una tensión inversa máxima aplicada a los diodos moderadamente elevada. 𝑫𝟑 𝑫𝟐 𝑫𝟏 𝟏 𝟐 𝟑 𝑽𝑹 + − 𝑹 𝑨 𝑩 𝑪
- 99. 𝒗 𝑡 𝜋 2𝜋 3𝜋 4𝜋 0 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝒗𝟑 0 𝒗𝑹 𝑡 𝒗𝒎 Ángulo coordenadas de cada diodo: 𝐷1 = 30° − 150° 𝐷2 = 150° − 270° 𝐷3 = 270° − 360° 𝑦 360° − 30° 𝑇 = 2𝜋 𝑚 = 2𝜋 3 = 120° 𝑇 𝜋 2𝜋 3𝜋 4𝜋
- 100. F. Rectificación hexafásico de media onda: este circuito requiere de un sistema de alimentación que suministre 6 tensiones desfasadas 𝜋/3 o 60°. Puede obtenerse a partir de una red trifásica conectando dos sistemas trifásicos en oposición de fase. Se tiene bajo factor de rizado, un buen valor promedio de la tensión de salida, un bajo aprovechamiento del transformador y un voltaje inverso máximo aplicado a los diodos igual al rectificador de media onda trifásico. 𝑨 𝑩 𝑪 𝑫𝟓 𝑫𝟑 𝑫𝟏 𝟏 𝟑 𝟓 𝑫𝟐 𝑫𝟔 𝑫𝟒 𝟒 𝟔 𝟐 𝑽𝟏 − + 𝑽𝟑 − + 𝑽𝟓 − + 𝑽𝟒 − + 𝑽𝟔 − + 𝑽𝟐 − + 𝑹 𝑽𝑹 − +
- 101. 𝑻 = 𝟐𝝅 𝒎 = 𝟐𝝅 𝟔 = 𝝅 𝟑 𝑻 = 𝟔𝟎° 𝒗𝑹 𝒗𝒎 𝒗 𝟑𝟎° 𝟎° 𝒗𝟐 𝒗𝟑 𝒗𝟏 𝒗𝟔 𝒗𝟓 𝒗𝟒 𝟔𝟎° 𝟗𝟎° 𝟏𝟐𝟎° 𝟏𝟓𝟎° 𝟏𝟖𝟎° 𝟐𝟏𝟎° 𝟐𝟒𝟎° 𝟐𝟕𝟎° 𝟑𝟎𝟎° 𝟑𝟑𝟎° 𝟑𝟔𝟎° 𝑡 𝑫𝟏 𝑡 𝑫𝟐 𝑫𝟑 𝑫𝟒 𝑫𝟓 𝑫𝟔 Cada diodo conduce 𝟔𝟎° 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝑽𝒎 𝟔 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝟔 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟎. 𝟗𝟓𝟓𝑽𝒎
- 102. Los rectificadores se evalúan normalmente con los siguientes parámetros: VCD = Valor promedio del voltaje de salida ICD = Valor promedio de la corriente de salida PCD = Potencia promedio de salida 𝑃𝐶𝐷 = 𝑉𝐶𝐷 ∙ 𝐼𝐶𝐷 Vrms = Valor de la raíz cuadrada media del voltaje de salida Irms = Valor promedio de la corriente de salida Pca = Potencia de salida en ca 𝑃𝑐𝑎 = 𝑉 𝑟𝑚𝑠 ∙ 𝐼𝑟𝑚𝑠 La eficiencia (o razón de rectificación): 𝜂 = 𝑃𝐶𝐷 𝑃𝑐𝑎
- 103. El voltaje de salida esta formado por dos componentes: 1) Valor de CD 2) Valor de componente de ca 0 𝒗𝒐 𝒕 𝜔𝑡 𝑽𝑪𝑫 𝒗𝑪𝑨 𝑉 𝑟𝑚𝑠 2 = 𝑣𝑐𝑎 2 + 𝑉𝐶𝐷 2 0 𝒗𝒄𝒂 𝜔𝑡 𝑣𝑐𝑎 = 𝑉 𝑟𝑚𝑠 2 − 𝑉𝐶𝐷 2 0 𝑽𝑪𝑫 𝜔𝑡 𝑽𝑪𝑫 𝑽𝑪𝑫 = 𝑽𝒂𝒍𝒐𝒓 𝑷𝒓𝒐𝒎𝒆𝒅𝒊𝒐
- 104. 𝑹 𝑽𝑪𝑫 + − 𝑽𝑪𝑫 = 𝑽𝒓𝒎𝒔 𝑰𝑪𝑫 = 𝑰𝒓𝒎𝒔 = 𝑽𝑪𝑫 𝑹 𝑷𝒄𝒂 = 𝑽𝒓𝒎𝒔 ∙ 𝑰𝒓𝒎𝒔 = 𝑷𝑪𝑫 = 𝑽𝑪𝑫 ∙ 𝑰𝑪𝑫 𝒗𝒄𝒂 = 𝟎 𝒔𝒊𝒏 𝒓𝒊𝒛𝒐 𝑽𝒓𝒎𝒔 = 𝑽𝑪𝑫 Factor de forma: Es una medida de la forma del voltaje de salida 𝑭𝑭 = 𝑽𝒓𝒎𝒔 𝑽𝑪𝑫 Factor de rizo: Es una medida del contenido de alterna residual 𝑹𝑭 = 𝑽𝒄𝒂 𝑽𝑪𝑫 𝑣𝑐𝑎 = 𝑉 𝑟𝑚𝑠 2 − 𝑉𝐶𝐷 2 𝑣𝑐𝑎 𝑉𝐶𝐷 𝑅𝐹 = 𝑉 𝑟𝑚𝑠 𝑉𝐶𝐷 𝐹𝐹 2 − 𝑉𝐶𝐷 𝑉𝐶𝐷 1 2 𝑅𝐹 = 𝐹𝐹2 − 1 𝑅𝐹 = 𝑉 𝑟𝑚𝑠 𝑉𝐶𝐷 2 − 1
- 105. Factor de utilización del transformador Se define como: 𝑇𝑈𝐹 = 𝑃𝐶𝐷 𝑉𝐴𝑇𝑜𝑡 𝑉𝐴 𝑇𝑜𝑡 ∶ volt-amperios totales del transformador de alimentación (según sea monofásico, trifásico o hexafásico, etc.). 𝑽𝑺 + − 𝑰𝑺 𝑽𝑺 + − 𝑽𝑺 − + 𝑷𝑺 = 𝑽𝑺𝑰𝑺 𝑷𝑺 = 𝟐𝑽𝑺𝑰𝑺 𝑽𝑺 + − 𝑰𝑺 𝑷𝑺 = 𝟑𝑽𝑺𝑰𝑺 𝒗𝒆 𝑫𝒏
- 106. A los circuitos rectificadores no controlados se les puede sustituir total o parcialmente los diodos con tiristores a fin de obtener sistemas de rectificación controlada que permitan la regulación del valor promedio del voltaje en la carga en función del ángulo de disparo de estos. Normalmente se utilizan montajes mixtos de tiristor y diodo por razones de economía y simplicidad de las etapas de disparo, por lo tanto se sustituirán por tiristores todos los diodos que tienen un electrodo común (ánodo o cátodo). En algunos casos cuando no se desea una regulación completa desde cero a un voltaje promedio de salida se utiliza la conexión de tiristores con cátodo común, ya que permite el disparo de estos mediante un solo circuito de disparo o generador de pulsos.
- 107. 𝑹 𝑽𝟏 − + 𝑽𝟐 − + 𝑽𝑹 − + 𝑽𝑻 − + 𝑣2 𝑡 𝑣𝑇 𝑡 𝜋 2𝜋 𝑣𝑅 𝑡 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟎 𝑻 𝒇(𝒕)𝒅𝒕 0 − 𝜋 2 𝑓 𝑡 = 0 𝜋 2 − 𝜋 𝑓 𝑡 = 𝑉 𝑚𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑑𝑡 𝜋 − 2 𝜋 𝑓 𝑡 = 0 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 1 2𝜋 0 𝜋 2 0 𝑑𝑡 + 1 2𝜋 𝜋 2 𝜋 𝑉 𝑚𝑆𝑒𝑛 𝑡 𝑑𝑡 + 1 2𝜋 𝜋 2𝜋 0 𝑑𝑡 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = − 𝑉 𝑚 2𝜋 cos 𝜋 − cos 𝜋 2 = − 𝑉 𝑚 2𝜋 −1 − 0 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 𝑉 𝑚 2𝜋 ≈ 0.159𝑉 𝑚 Si 𝜑𝐷 = 0° ⟹ 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 ≈ 0.318𝑉 𝑚 𝜑𝐷 = 90° ⟹ 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 ≈ 0.159𝑉 𝑚 𝜑𝐷 = 180° ⟹ 𝑉 𝑝𝑟𝑜𝑚 = 0
- 108. 𝒗𝒆 𝑹𝑳 𝑻𝟏 𝒗𝟐 𝑽𝑻𝟏 𝒗𝟏 𝑻𝟐 𝑽𝑻𝟐 𝑽𝑻 − + Si 𝝋𝑫 = 𝟎° 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟐𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝟐 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 ≈ 𝟎. 𝟔𝟑𝟔𝑽𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟐 𝟐𝝅 𝟎 𝝅 𝟐 𝟎 𝒅𝒕 + 𝟏 𝝅 𝝅 𝟐 𝝅 𝑽𝒎𝑺𝒆𝒏 𝒕 𝒅𝒕 + 𝟏 𝝅 𝝅 𝟐𝝅 𝟎 𝒅𝒕 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = − 𝑽𝒎 𝝅 𝒄𝒐𝒔 𝝅 − 𝒄𝒐𝒔 𝝅 𝟐 = − 𝑽𝒎 𝝅 −𝟏 − 𝟎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝑽𝒎 𝝅 ≈ 𝟎. 𝟑𝟏𝟖𝑽𝒎 𝑣 𝑡 𝜋 2𝜋 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝑣𝑅 𝑣𝑇1 𝑡 𝑣𝑇2 𝑡 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝑡 𝜋 𝜋 2 3𝜋 2 2𝜋 𝑉 𝑚 𝑉 𝑚
- 110. 𝒗 0 𝒗𝟏 𝒗𝟐 𝒗𝟑 𝒗𝑹 𝑡 360° 60° 180° 300° 𝑡 𝒗𝑹 𝑡 𝒗𝑹 𝑡 360° 60° 180° 300° Ángulo de disparo = 𝟏𝟓° Ángulo de disparo = 𝟗𝟎° Ángulo de disparo = 𝟑𝟎° Si 𝝋𝑫 = 𝟎° 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝒎𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝒎 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 = 𝟑𝑽𝒎 𝝅 𝑺𝒆𝒏 𝝅 𝟑 𝑽𝒑𝒓𝒐𝒎 ≈ 𝟎. 𝟖𝟐𝟕𝑽𝒎 360° 60° 180° 300° 360° 45° 180° 300° 120° 240°
- 111. 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑻𝟑 𝟏 𝟐 𝟑 𝑨 𝑩 𝑪 𝑽𝑹 − + 𝑹 𝑫𝟏 𝑫𝟐 𝑫𝟑 𝑽𝟏𝟐 𝑽𝟐𝟑 𝑽𝟐𝟑
- 112. 𝒗 0 𝒗𝟏𝟑 𝒗𝟐𝟑 𝒗𝟑𝟐 𝒗𝑹 𝑡 360° 60° 180° 300° 𝑡 𝒗𝑹 𝑡 360° 60° 180° 300° Ángulo de disparo = 𝟑𝟎° Ángulo de disparo = 𝟔𝟎° 𝒗𝟏𝟐 𝒗𝟐𝟏 𝒗𝟑𝟏 𝑫𝟐 𝑫𝟐 𝑫𝟑 𝑫𝟑 𝑫𝟏 𝑫𝟏 360° 60° 180° 300° 30° 150° 270° 𝑻𝟑 𝑻𝟑 𝑻𝟏 𝑻𝟏 𝑻𝟐 𝑻𝟐
- 113. 𝑽𝑹 − + 𝑹 𝑫𝟏 𝑫𝟑 𝑫𝟓 𝑫𝟐 𝑫𝟒 𝑫𝟔 Pueden ser alimentadas en estrella o en polígono en la cual la fase debe ser mayor o igual a tres.
- 114. Características: La tensión de salida será igual al valor absoluto de la suma de las tensiones positivas o bien a la suma de las tensiones negativas. La frecuencia de salida se duplica para un polígono con m impar. La tensión de pico inverso será igual a 𝑉 𝑚. Cada diodo conduce 120°. Sus características dependen del número de fases de la entrada. Solo puede existir a partir de tres fases. Solo puede construirse en puente.
- 116. 𝒗 0 𝑡 360° 60° 180° 300° 𝒃 𝒄 𝒂 𝑫𝟐 𝑫𝟐 𝑫𝟑 𝑫𝟏 𝑫𝟏 ′ 𝑫𝟐 ′ 𝑫𝟑 ′ 𝒕𝟏 𝒕𝟐 𝒕𝟑 𝒕𝟒 𝒕𝟓 𝒕𝟔 𝒕𝟎 𝒆𝟏 𝒆𝟑 𝒆𝟐 T = tiempo de conducción Análisis De Tensión: 𝒆𝟏 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟐 𝒕𝟎 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟏 𝒕𝟑 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟒 𝒆𝟐 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟏 𝒕𝟏 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟐 𝒕𝟒 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟓 𝒆𝟏 + 𝒆𝟐 = −𝒆𝟑 𝒕𝟐 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟑 𝒕𝟓 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟔
- 117. Tiempo Tensión de alimentación R. P. (diodos) R. N. (diodos) 𝒕𝟎 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟏 𝒆𝟏 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟐 𝑫𝟐 𝑫𝟏 ′ 𝒕𝟏 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟐 𝒆𝟐 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟏 𝑫𝟑 𝑫𝟏 ′ 𝒕𝟐 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟑 𝒆𝟏 + 𝒆𝟐 = −𝒆𝟑 𝑫𝟑 𝑫𝟐 ′ 𝒕𝟑 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟒 𝒆𝟏 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟐 𝑫𝟏 𝑫𝟐 ′ 𝒕𝟒 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟓 𝒆𝟐 + 𝒆𝟑 = −𝒆𝟏 𝑫𝟏 𝑫𝟑 ′ 𝒕𝟓 ≤ 𝒕 ≤ 𝒕𝟔 𝒆𝟏 + 𝒆𝟐 = −𝒆𝟑 𝑫𝟐 𝑫𝟑 ′ 𝑅. 𝑃. = 𝑅𝑎𝑚𝑎𝑙 𝑃𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑣𝑜 𝑅. 𝑁. = 𝑅𝑎𝑚𝑎𝑙 𝑁𝑒𝑔𝑎𝑡𝑖𝑣𝑜
- 118. Este tipo de arreglos se realiza cuando se pretende ya sea elevar la tensión o la corriente de salida o bien para disminuir las fluctuación en la salida. Se utiliza para elevar la tensión de salida al utilizar dos puente de diferente tipo; siempre y cuando las tensiones máximas de cada uno sean idénticas. El desfasamiento de las señales hexafásico es de 30º por lo tanto la señal de salida será el doble de la tensión máxima de uno de los puentes con salida de frecuencia igual a doce veces la frecuencia de entrada.
- 119. 𝑽𝑳 − + 𝑪𝒂𝒓𝒈𝒂 Desfasada 𝟑𝟎° con respecto a la conexión en estrella
- 120. 𝒗 𝟑𝟎° 𝟎° 𝒗𝟐 𝒗𝟏 𝒗𝟑 𝟔𝟎° 𝟗𝟎° 𝟏𝟐𝟎° 𝟏𝟓𝟎° 𝟏𝟖𝟎° 𝟐𝟏𝟎° 𝟐𝟒𝟎° 𝟐𝟕𝟎° 𝟑𝟎𝟎° 𝟑𝟑𝟎° 𝟑𝟔𝟎° 𝑡 𝟑𝟎° 𝟏𝟐𝝋
- 121. Rectificación: AC – DC. Inversor: DC – AC. Convertidor: AC – AC. Ciclo convertidor: AC (alta frecuencia) – AC (baja frecuencia). Ciclo inversor: Combinación de inversor y ciclo convertidor. Chopper: Inversor para transformar DC – DC o DC – AC.