05 comparadores

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COMPARADORES
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Aplicaciones no lineales con AOP’s
En esta guía se presentan algunos circuitos no lineales. Esta denominación viene determinada por el tipo
de respuesta de los circuitos. La cual no es función lineal de la señal de entrada. Esta guía es
particularmente importante por ser los circuitos que se analizan muy utilizados en la práctica.
COMPARADORES
En muchas situaciones surge la necesidad de comparar dos señales entre si, siendo una de ellas una
referencia preestablecida por el diseñador. Los circuitos electrónicos destinados a esta función se
denominan comparadores.
Una aplicación práctica de los comparadores es la siguiente: por medio de sensores de nivel podemos
detectar el estado de un recipiente de combustible líquido. Tomarnos como referencia el nivel normal y
ajustamos una señal de tensión correspondiente al mismo. Cuando el nivel esté por encima (o por debajo)
de lo normal (referencia), el comparador deberá emitir una señal de salida al sistema controlador, de forma
que se restablezca de inmediato el nivel normal. Evidentemente, la señal de referencia se conecta a una de
las entradas del comparador recibiendo la otra la señal de la variable controlada (en este caso, el nivel del
recipiente).
La salida del comparador consta de impulsos discretos que dependen del nivel de la señal aplicada. En la
primera parte de las guías se hizo referencia al concepto de saturación. En realidad, la salida de un
comparador está siempre en un valor «alto», denominado saturación positiva (+Vsat); o en otro «bajo»,
llamado saturación negativa (-Vsat), aunque hay varias formas de limitar los niveles de salida para que no
se produzca la saturación.
Básicamente se tienen dos tipos de comparadores: el no inversor y el inversor. En el primer caso la señal
de referencia se aplica a la entrada inversora del AOP y la señal de la variable que se va a comparar a la no
inversora. La Figura 1a muestra el circuito elemental de un comparador no inversor con la señal de
referencia puesta a tierra, y la Figura 1b la respuesta del circuito.
Se observa que los estados de la salida se conmutan cuando la señal de entrada pasa por cero, por lo
que este circuito se denomina «detector de paso por cero».
a) b)
Figura 1
La operación de un comparador es bastante sencilla: la alta ganancia del AOP en lazo abierto amplifica la
diferencia de tensión entre las entradas inversora y no inversora, con lo que la salida tomará el valor +Vsat
o —Vsat; según la diferencia sea positiva o negativa, respectivamente, es decir:

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+Vsat Cuando Vin > 0
Vout =
-Vsat Cuando Vin < 0



Diremos, para la primera condición, que el comparador trabaja en el primer cuadrante, y para la segunda,
que lo hace en el tercero. A fin de mejorar la comprensión se presentan como ejemplo, en la Figura 2, las
formas de onda de la entrada y la salida de un comparador no inversor.
Figura 2
El segundo tipo básico de comparador que estudiamos es el inversor. En este caso la referencia está
conectada a la entrada no inversora y la señal de la variable que vamos a comparar en la inversora. En la
Figura 3a se halla este circuito (con la señal de referencia nuevamente a tierra) y en la Figura 3b su
respuesta. Este circuito también se denomina «detector de paso por cero».
a) b)
Figura 3
La operación de este circuito es análoga a la del anterior, cuando la diferencia de tensión entre sus
entradas (inversora y no inversora) es negativa, la salida toma el valor +Vsat (operación en el segundo
cuadrante), y cuando es positiva, la salida se pone a -Vsat (operación en el cuarto cuadrante). Esto es:

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+Vsat Cuando Vin < 0
Vout =
-Vsat Cuando Vin > 0



Normalmente, una pequeña diferencia de tensión del orden de 1mV es suficiente para accionar el
comparador conmutando su condición de salida. Evidentemente, los AOP’s de alta ganancia (AOP’s de
instrumentación del tipo μA725), cuando se utilizan como comparadores, pueden amplificar señales de
niveles bastante menores que 1mV.
En los dos tipos de comparadores estudiados la señal de referencia era nula por estar conectada a tierra;
ahora bien, es posible utilizar como referencia una señal Vref ≠ 0. Existen diversas formas de realizar
comparadores con referencia no nula. En la Figura 4a aparece el circuito de un comparador inversor con la
señal de referencia Vref aplicada a la entrada no inversora. Observando la respuesta del circuito en la
Figura 4b se puede constatar que la conmutación de estados tiene lugar cuando el nivel de la señal que se
quiere comparar (Vin alcanza el valor Vref, por lo que se denomina «detector de paso por nivel prefijado».
Así:
a) b)
Figura 4
Todos los tipos de comparadores son casos particulares de una situación general, representada en la
Figura 5, donde se tiene un AOP trabajando como comparador (lazo abierto). En la entrada inversora está
conectada la señal V1 y en la no inversora V2, la salida está dada por:
2 1Vout = Avo(V - V )
Figura 5
Aplicando la ecuación anterior a cada uno de los comparadores estudiados hasta el momento, tenemos:
a) comparador no inversor (F1g 1):
1
2
V = 0
Vout = Avo×Vin
V = Vin






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b) Comparador inversor (Fig. 3):
1
2
V = Vin
Vout = -Avo×Vin
V = 0





c) Comparador inversor con referencia no nula (Fig. 4):
1
2
V = Vin
Vout = -Avo×(Vref - Vin)
V = Vref





Observando los resultados obtenidos vemos su concordancia con las Ecuaciones 5-1, 5-2 y 5-3,
respectivamente.
En la práctica, al proyectar circuitos comparadores, es habitual la utilización de dos diodos en anti paralelo,
colocados entre los terminales de entrada, para proteger la etapa diferencial contra posibles
sobretensiones o sobre corrientes que puedan dañar el integrado (en el Capitulo 6 trataremos las
protecciones en circuitos con AOP’s).
Limitación de la tensión de salida
Se presenta a continuación dos métodos de limitar la tensión de salida en un comparador, Uno de ellos
utiliza dos diodos Zener conectados «ánodo contra ánodo» ó «cátodo contra cátodo» colocados entre la
salida y el terminal inversor del AOP, como ilustra la Figura 6a.
a) b)
Figura 6
La Figura 6b muestra una «probable» forma de la señal de salida (aunque en realidad esta depende de la
forma de la señal de entrada). Hay que advertir que los niveles de salida quedan limitados por las tensiones
de regulación de los diodos Zener aumentadas en 0,7 voltios. De hecho, en cada semiciclo de la señal de
entrada, estos diodos pueden ser representados por dos baterías en serie con valores de tensión Vz y
0,7V, aproximadamente.
Es evidente que el diseñador podrá escoger diodos Zener iguales o diferentes, con lo que las amplitudes
positiva y negativa también serán iguales o distintas, según se trate del primer caso o del segundo.

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Otro método para limitar la tensión de salida de un comparador viene indicado en la Figura 7 Es importante
tener la precaución de colocar una resistencia de 330Ω, aproximadamente, para controlar la corriente en
los diodos. Las demás consideraciones son idénticas a las mencionadas en el circuito de la Figura 6a.
Figura 7
Si en el circuito anterior sustituimos el diodo Zener inferior por un puente y escogemos para el superior un
valor Vz = 5,1V (por ejemplo. 1N751, 1N4733. BZX79/C5V1. etc.), tendremos una tensión de salida
compatible con los circuitos digitales de la familia TTL. En la Figura 8 se muestra el circuito y la forma de su
señal de salida. Adviértase que durante el semiciclo negativo de la señal de entrada hay una pequeña
tensión negativa del orden de 0.7V en la salida debido a la polarización directa del diodo Zener.
a) b)
Figura 8
Comparadores en forma de circuitos Integrados
El frecuente uso que se hace de los AOP’s como comparadores determinó la fabricación de comparadores
específicos en Cl’s. Tal es el caso del LM311 y LM339 (ambos de la NATIONAL SEMICONDUCIORS).
El LM311 es un comparador de alta velocidad de conmutación (del orden de 200ns) que puede ser
utilizado como interface con circuitos lógicos, pues su salida es compatible con las familias TTL y CMOS,
gracias a la posibilidad de trabajar con una alimentación única de +5V. En la Figura 9 se describe la
disposición de los pines del LM311 con el encapsulamiento DIP de ocho pines. Para mayores detalles
consúltese el DATABOOK del fabricante (sección VOLTAGE COMPARATORS, comparadores de tensión).

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NOTA: El terminal de STROBE se utiliza para
habilitar o deshabilitar la salida
Descripción de las Patillas.
1. Tierra
2. Entrada no inversora
3. Entrada inversora
4. –Vcc
5. Ajuste OFFSET
6. Ajusta de OFFSETT y STROBE
7. Salida (colector abierto)
8. +Vcc
Figura 9
El LM339 es un integrado que consta de cuatro comparadores independientes alojados en el mismo
encapsulado. También permite su uso como interface con las familias TTL y CMOS, por poder ser
alimentado simétricamente, o con una única fuente de tensión de Valor comprendido entre 2V y 36V. En la
Figura 10 se muestra una aplicación típica del LM339 (que utiliza tan sólo un comparador de los cuatro)
en la que éste acciona puertas lógicas de la familia TTL. Nótese la existencia de una resistencia de
elevación (‘PULL-UP») necesaria por tener el LM339 sus salidas en colector abierto.
Figura 10
La Figura 11 describe la disposición de los pines del LM339 en el encapsulamiento DIP de 14 pines.

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Nota: Se dede utilizar una resistenciade elevación o PULL-UP
entre la salida que se utilice y el pin 3, Vcc.
Figura 11.
El LM339 no es tan rápido como el LM311 (su velocidad de conmutación es del orden de 1300ns), pero
permite realizar proyectos más económicos al ofrecer cuatro comparadores en el mismo encapsulado.
Además, el LM339 presenta un consumo de potencia muy bajo y puede ser utilizado en circuitos
alimentados con pilas o baterías comunes.
Los CI’s comparadores tienen una serie de características que los hacen superiores a los comparadores
construidos con AOP’s de aplicaciones generales. A saber: ganancia alta, un gran ancho de banda, gran
velocidad de conmutación, etc. Si se analiza el circuito interno de un comparador (consultando el manual
del fabricante), se podrá comprobar la falta del condensador de compensación interna de frecuencia,
hecho que se justifica porque los comparadores no son utilizados como circuitos lineales más que en raras
ocasiones.
Por último, una consideración práctica; en cualquier comparador las patillas de entrada que no se utilicen
deben ser puestas a tierra para prevenir la desestabilización o la aparición de otras perturbaciones en el
funcionamiento del circuito.
COMPARADOR REGENERATIVO O SCHMITT TRIGGER
- La histéresis en el comparador regenerativo
Podemos decir que «regenerativo» es sinónima de realimentación positiva. En este apartado estudiaremos
un tipo de comparador muy importante, en el que se emplea esta clase de realimentación, denominado
«SCHMIITT TRIGGER» o disparador de Schmitt.
La propiedad más importante del comparador regenerativo es la característica de HISTERESIS que
presenta. Este término viene del griego «HYSTERESIS», que significa «retraso» y, contrariamente a la
opinión generalizada, no es un fenómeno exclusivo del magnetismo. De hecho existe en algunos circuitos
electrónicos y en varios tipos de válvulas utilizadas en el control de procesos industriales.

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Decimos que un circuito posee histéresis cuando presenta un retardo en el cambio de su estado de salida
(EFECTO), a pesar de que las condiciones de entrada (CAUSAS) hayan sido alteradas. Al estudiar el
comparador regenerativo el lector tendrá oportunidad de comprobar su existencia en la respuesta del
circuito.
¿Cuál es la importancia de la histéresis en el comparador regenerativo? Responderemos a esta pregunta
sirviéndonos de la Figura 12. En ella se observa que la señal (V1) que se va a aplicar al comparador sufre
los efectos de una fuerte interferencia o ruido, por lo que existen varios puntos de intersección de la señal
con el eje o nivel de referencia (Vref).
Figura 11.
Un comparador común conmutaría su estado de salida en cada uno de estos puntos (si su velocidad de
conmutación fuese la adecuada), lo que daría lugar a una serie de conmutaciones falsas por haber sido
motivadas por el ruido Para eliminar este problema se utiliza la histéresis, cuyo principio básico, aplicado al
circuito comparador, es el siguiente: el diseñador deberá conocer el valor de pico de la señal de ruido
presente en la señal normal. A continuación establecerá dos niveles de referencia, denominados tensión de
disparo superior (VDS) e inferior (VDI), separados por una cierta banda de tensión (por ejemplo, 50mV o
100mV) que dependerá del valor de pico estimado para la señal de ruido. La diferencia entre estos dos
niveles se denomina margen de tensión de histéresis (VH), es decir:
VH=VDS - VDI
En la Figura 13a se observa una señal en cuyo semiciclo negativo existe un pequeño ruido superpuesto.
Este ruido provocaría conmutaciones falsas si utilizásemos un comparador inversor sin histéresis, como
muestra la Figura 13b.

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Figura 13
Adviértase que estamos suponiendo, como ejemplo, que la señal de referencia del comparador es VDI. Sin
embargo, aplicando la histéresis, obtendremos la salida de la Figura 13c, donde el ruido no provoca
ninguna conmutación indebida. De hecho las conmutaciones sólo ocurren cuando la señal alcanza
sucesivamente ambos niveles de disparo (VDI y VDS).
Diseño de un comparador regenerativo
A continuación veremos la manera de aplicar la histéresis en un comparador y cómo calcular los niveles de
disparo.
En primer lugar analizaremos el comparador inversor regenerativo, representado en la Figura 14. En el que
se observa la realimentación positiva.
Figura 14

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Debido a esta realimentación, la salida del circuito estará en uno de los dos estados de saturación, +V o -
V. Se definen ahora dos niveles de referencia (o tensiones de disparo) en el punto P, que dependerán del
estado de salida en cada instante:
1
DS
1 2
1
DI
1 2
R
(a) V = × (+Vsat)
R + R
R
(b) V = × (-Vsat)
R + R
Conviene recordar que +Vsat está 1,5V por debajo de +V, y -Vsat, 11,5V por encima de -V,
aproximadamente, de manera que VDS y VDI dependen de las tensiones de alimentación del comparador.
En la Figura 15 se tiene la curva de transferencia (o curva característica) para este comparador inversor
regenerativo, la cual muestra la relación entre las señales de entrada y salida facilitando la comprensión del
circuito.
Figura 15.
La tensión de disparo (VDI o VDS), en la que la salida cambia su estado, depende del sentido de
conmutación del comparador en un instante determinado; del estado bajo (-Vsat) al alto (+Vsat) o al revés.
Para valores negativos de Vin superiores en módulo a VDI la salida del comparador estará en +Vsat y la
tensión de disparo (referencia) será VDS (véase Figura 13). Al alcanzar Vin a VDS la salida cambia de
+Vsat a -Vsat y la tensión de disparo para la próxima conmutación pasa a ser VDI situación que se
mantiene mientras Vin sea superior a VDS. Si Vin toma valores comprendidos entre VDI y VDS (margen
de histéresis), la salida permanece inalterada. No obstante, si Vin disminuye hasta alcanzar VDI, la salida
conmutará nuevamente a +Vsat volviendo a ser VDS la tensión de disparo.
Vemos, pues, que existe un cierto «retardo de conmutación» cuando la señal de entrada se halla dentro del
margen de histéresis (VH), como muestra la Figura 15,
El otro circuito que presentamos es el comparador no inversor regenerativo. En la Figura 16 vemos su
circuito y curva de transferencia. Véase de nuevo la realimentación positiva.
El análisis de la curva de transferencia es similar al hecho anteriormente, por lo que queda al cuidado del
lector.

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a) b)
Figura 16
En cuanto a los niveles de referencia (o tensiones de disparo) que se establecen en el punto P,
admitiremos sin demostración las relaciones:
1
DS
2
1
DI
2
R
a) V = × (+Vsat)
R
R
b) V = × (-Vsat)
R
Para finalizar señalaremos que los niveles de tensión de salida de los comparadores con histéresis
también pueden ser limitados utilizando diodos Zener. En la Figura 17 se observa el comparador inversor
regenerativo con esta limitación, y dónde se ve la correcta conexión de R1 (resistencia limitadora de
tensión).
Figura 17

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EL AOP EN CIRCUITOS DE POTENCIA
Supongamos un amplificador (inversor o no) construido con un AOP de resistencia de salida (R0) muy baja.
Si se conecta una carga ZL en la salida, la tensión de salida (Vout) y la impedancia de entrada (Zin) no se
verán afectadas por ella. No obstante, existe un valor mínimo para ZL que depende de la cantidad de
corriente que pueda proporcionar el AOP.
Para el AOP 741 la carga típica es de 10kΩ, no siendo aconsejable conectar directamente en su salida
cargas menores de 2KΩ.
En la Figura 18 se tiene un amplificador inversor con una carga RL = 10kΩ en la salida. Sea IL la corriente
que circula por la carga, e IF la corriente de realimentación, tendremos:
o F LI = I + I
donde lo es la corriente proporcionada por el AOP.
Figura 18
En este circuito se verifica:
o
F
F
V -10V
I = = = -0.1mA
R 100kΩ
o
L
L
V -10V
I = = = -1mA
R 10kΩ
o F LI = I + I = -1.1mA
La corriente máxima de salida del AOP 741 es de 25mA y corresponde a la corriente de cortocircuito de
salida (SHORT CIRCUIT CURRENT). En la práctica se procura no sobrepasar el valor de 10mA para no
sobrecargar al componente ni dar lugar a distorsión en la salida.
No obstante, hay situaciones que exigen corrientes muy superiores a las mencionadas. Para superar esta
dificultad hay dos opciones: utilizar el AOP para controlar un circuito con transistores o recurrir a los AOP’s
de potencia.
Para gobernar una carga que requiera una comente superior a la capacidad normal del AOP podemos
empicar un transistor que permita la circulación de la corriente exigida, como muestra la Figura 19.

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Los circuitos de este tipo se denominan reforzadores de corriente (BOOSTER). La misión del diodo D es la
de proteger al transistor contra tensiones negativas en la salida del AOP superiores en módulo a la tensión
negativa del emisor.
Figura 19
La resistencia R1 limita la corriente en la base del transistor y en el diodo D. Un valor normal de R3, es 1kΩ,
si se utiliza el diodo lN914 o el 1N4148. El transistor Q1 se elige en función de la comente y potencia
requeridas por la carga.
Véase en el circuito de la Figura 19 que los componentes Q1 R3, D y RE están en el lazo de realimentación
negativa, por lo que la ganancia viene dada por - R2/R1. El transistor está trabajando en configuración
seguidor o emisor, con resistencia de entrada alta y salida baja. En ocasiones se desea accionar una
carga mediante comparadores en vez de AOP’s, como es habitual en circuitos de INTERFACE. En la Figura
20 pueden contemplarse algunos ejemplos realizados con el comparador LM311.
a) b)

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c)
Figura 20
El circuito de la Figura 20b tiene dispuesto un diodo en paralelo con la bobina del relé a fin de proteger al
transistor de la reacción que se produce al desconectarse aquél. De hecho, el diodo «contiene» a la tensión
inversa, impidiendo que dañe al transistor.
La segunda opción para accionar cargas de potencia consiste en la utilización de AOP’s de potencia. Estos
pueden controlar la velocidad de motores en proyectos de fuentes de alimentación de elevada corriente, en
amplificadores de audio, reguladores de tensión, etc.
Como ejemplo de AOP’s de potencia citamos al LM675, con una capacidad de corriente de 3A, una
potencia de salida de 20W y tensión de alimentación de hasta 60V. La Figura 21 presenta este AOP en el
encapsulamiento TO-220.
Otras características importantes del LM675 son:
Ganancia de tensión en lazo abierto (Avo) de 90dB.
- SLEW-RATE de 8V/μs,
- Ancho de banda 5,5MHz.
Figura 21
Tomado de:
Amplificadores Operacionales Y Filtros Activos. Pertence Junior Antonio. Mcgraw Hill
Desarrollado por:
Andrey Julián Rentería Scarpetta.

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