Diseño de un circuito wake-up para redes de sensores inalámbricas
Diseño de un Sintetizador de Frecuencia Integrado para DVB-H en Tecnología BiCMOS 0,35µm
1. DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA
INTEGRADO PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA
BiCMOS 0,35µm
AUTOR: D. DAILOS RAMOS VALIDO
TUTORES: Dr. FRANCISCO JAVIER DEL PINO SUÁREZ
Dr. SUNIL LALCHAND KHEMCHANDANI
TITULACIÓN: INGENIERO EN ELECTRÓNICA
FECHA: DICIEMBRE 2010
2. Índice
• Bloque I
Introducción
Estudio del sintetizador
Objetivos
• Bloque II
Diseño del comparador de fase
Estudio del VCO
Diseño del divisor rápido
Diseño del divisor programable
Diseño del filtro
Diseño del sintetizador
• Bloque III
Distribución de pads
Layout del divisor programable de baja velocidad
Layouts de los bloques del sintetizador
Layout del sintetizador
• Bloque IV
Conclusiones
Presupuesto
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
2
3. Índice
• Bloque I
Introducción
Estudio del sintetizador
Objetivos
• Bloque II
Diseño del comparador de fase
Estudio del VCO
Diseño del divisor rápido
Diseño del divisor programable
Diseño del filtro
Diseño del sintetizador
• Bloque III
Distribución de pads
Layout del divisor programable de baja velocidad
Layouts de los bloques del sintetizador
Layout del sintetizador
• Bloque IV
Conclusiones
Presupuesto
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
3
4. Introducción
DVB-H
- Televisión en el móvil
- Adaptación del DVB-T a un entorno móvil
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
4
5. Introducción
Canalización DVB-H
- Bandas IV y V de UHF (de 470 MHz a 862 MHz)
f c = 470 MHz + 4 MHz + ( N − 21) ⋅ 8MHz, N = 21,...,69
Banda fc Número de canal
(MHz) (MHz) (nch)
474 21
482 22
490 23
498 24
506 25
Bandas IV y … …
V de UHF … …
(470 - 862) … …
826 65
834 66
842 67
850 68
858 69
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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6. Introducción
Sistema de radiofrecuencia
- Transmisor
- Receptor
TRANSMISOR
TRANSMISOR RECEPTOR
RECEPTOR
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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7. Introducción
Sistema de radiofrecuencia
- Receptor
MIXER Q
VGA Filtro
Filtro ADC
EXT.
LNA PROCESADO
PROCESADO
LNA
BANDABASE
BANDABASE
MIXER I
VGA Filtro
Filtro ADC
90º
90º
Sintetizador
a diseñar
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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8. Introducción
Arquitectura del receptor
- Conversión directa
I
LNA OL
90º
90º
Q OL
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
8
9. Estudio del sintetizador
Síntesis de frecuencia genera una señal que se
puede escoger entre unos valores
El método a utilizar es con un PLL y divisores de
frecuencia
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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10. Estudio del sintetizador
PLL (Lazos enganchados en fase)
Kd F(s) Kv
DETECTOR
Φr DE FASE VCO Φo
Φo
Φo = Φr
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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11. Estudio del sintetizador
Sintetizador
Φr Φo
DETECTOR
DE FASE VCO
Φo/N
Φo
N
Divisor
Φo = N• Φr
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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12. Estudio del sintetizador
Configuraciones del sintetizador
- Con divisor programable - Con divisor fijo y programable
Φr DETECTOR
Φo Φr DETECTOR
Φo
DE FASE DE FASE
Φo/Np•Nf
Φo/N
Φo/Nf
Np Np Nf
- Con divisor de doble módulo - Con mezclador
Φr Φo Φo=Np• Φr+Φ1
Φr
DETECTOR
DE FASE DETECTOR
DE FASE
Φo/N
Np P/P+1
Np
A Φ1
A
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
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13. Estudio del sintetizador
Configuración elegida
- Sintetizador con divisor fijo rápido y divisor de doble módulo
DETECTOR
DE FASE
Np P/P+1 Nf
A
A
Divisor de
Divisor fijo
doble módulo
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14. Estudio del sintetizador
Frecuencias a generar
- VCO duplica banda UHF:
• (470 a 862 MHz)×2 940 a 1724 MHz
- Frecuencia estándar = frecuencia divisor por dos
Frecuencia para el
Frecuencia de
940 a 1724 MHz estándar DVB-H =
DETECTOR salida del
DE FASE Frecuencia de salida
sintetizador
del divisor rápido
fout (MHz)
fout/2 = fc (MHz)
Np P/P+1 /2
948 474
964 482
470 a 862 MHz 980
A
A (DVB-H)
490
… …
… …
… …
1684 842
1700 850
1716 858
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15. Objetivos
Diseñar un sintetizador integrado en tecnología
BiCMOS de 0,35µm de AMS para el estándar DVB-H
- Elementos a diseñar:
• Detector de fase
• Filtro
• Divisor rápido
• Divisor programable
- Elemento diseñado:
• VCO
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
15
16. Índice
• Bloque I
Introducción
Estudio del sintetizador
Objetivos
• Bloque II
Diseño del comparador de fase
Estudio del VCO
Diseño del divisor rápido
Diseño del divisor programable
Diseño del filtro
Diseño del sintetizador
• Bloque III
Distribución de pads
Layout del divisor programable de baja velocidad
Layouts de los bloques del sintetizador
Layout del sintetizador
• Bloque IV
Conclusiones
Presupuesto
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PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
16
17. Diseño del comparador de fase
Diferencia entre fases de entrada y proporcional a
la ganancia
Kd
Φr
Vd = Kd [Φr - Φv]
DETECTOR
DE FASE
Φv
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18. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
- Comparador de fase/frecuencia
- Bomba de carga
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19. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
- Comparador de fase/frecuencia
( Estado 10 ⇒ D )
Flanco de bajada de una señal
( Estado 01 ⇒ U )
Flanco de bajada de la otra señal ⇒ Estado 00
ESTAD D U
O
00 0 0
01 0 1
10 1 0
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
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20. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
- Comparador de fase/frecuencia
I1
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X4
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
20
21. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
- Bomba de carga
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
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22. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
V C
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u =2 X1
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
22
23. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
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30
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30
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6
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DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
23
24. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
R su s e e t m o
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30
30
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6
t e ne
im , sc
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
24
25. Diseño del comparador de fase
Comparador de fase/frecuencia + bomba de carga
R su s e e t m o
ep et n lie p
a
4
rf
3
Ve
2
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30
30
30
30
30
30
30
40
40
40
40
40
40
40
40
50
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0
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8
0
t e ne
im , sc
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
25
26. Estudio del VCO
Genera las frecuencias del oscilador local
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
26
27. Estudio del VCO
Sub-bandas
- De 470 MHz a 862 MHz
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
27
28. Estudio del VCO
Ruido de fase
- (-107) dBc/Hz para offset de 100KHz
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
28
29. Estudio del VCO
Señal diferencial de salida
- (128,8 – 170) mV
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
29
30. Estudio del VCO
Simulación VCO
N ed c nin a
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1 V 30.3 V
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9 .4 A
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t =3 m
o
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=3 m
l .3 u
=0 5 m
n =1
g
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
30
31. Diseño del divisor rápido
Frecuencia de funcionamiento muy elevada
Capaz de dividir rango de frecuencias hasta 2 GHz
Estructura basada en latch tipo D en modo CML
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
31
32. Diseño del divisor rápido
Bloques que componen el divisor rápido:
- Buffer de RF
- Etapas latchs
- Buffer de salida
- Fuente de corriente interna
- Buffer adaptador al bloque divisor programable
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
32
33. Diseño del divisor rápido
Bloques que componen el divisor rápido:
- Buffer de RF
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q N H S _D F vr P A E - a( P A E ")
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DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
33
34. Diseño del divisor rápido
Bloques que componen el divisor rápido:
1 2m
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- Buffer de RF
vc
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g n =1
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n =1
g
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rin o tc=t
s uc C na t
o re o tc=t
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
34
35. Diseño del divisor rápido
Bloques que componen el divisor rápido:
- Divisor entre dos con flip-flops en configuración master-slave
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
35
36. Diseño del divisor rápido
Bloques que componen el divisor rápido:
- Divisor entre dos con flip-flops en configuración master-slave
• Latch tipo D en modo CML
DISEÑO DE UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO
PARA DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm
36
Notas del editor
Buenos días miembros del tribunal y asistentes aquí reunidos, como ha dicho el tribunal, se ha diseñado un sintetizador para DVB-H. Para explicarlo hemos realizado un índice que consta de cuatro bloques.
Un primer bloque teórico en los que veremos una pequeña introducción a los sistemas inalámbricos, el estándar a usar, los sistemas de radiofrecuencia, arquitectura del receptor, los sintetizadores y los objetivos a conseguir. Un segundo bloque de diseño que comprende todas las partes del sintetizador como son el comparador de fase, el estudio del VCO ya implementado en otro PFC, el divisor rápido y el programable, el filtro y por último el sintetizador completo. Un tercer bloque compuesto por la generación del divisor programable, los layouts de los distintos bloques así como del sintetizador completo. Para terminar veremos las conclusiones del proyecto y el presupuesto.
Un primer bloque teórico en los que veremos una pequeña introducción a los sistemas inalámbricos, el estándar a usar, los sistemas de radiofrecuencia, arquitectura del receptor, los sintetizadores y los objetivos a conseguir. Un segundo bloque de diseño que comprende todas las partes del sintetizador como son el comparador de fase, el estudio del VCO ya implementado en otro PFC, el divisor rápido y el programable, el filtro y por último el sintetizador completo. Un tercer bloque compuesto por la generación del divisor programable, los layouts de los distintos bloques así como del sintetizador completo. Para terminar veremos las conclusiones del proyecto y el presupuesto.
En la actualidad todos tenemos un móvil con nosotros, de ahí surge la posibilidad de ver la televisión en el teléfono móvil. El estándar trata de adaptar el ya implantado DVB-T o comúnmente conocido como TDT a un entorno móvil como se puede observar en la imagen.
Este se define para entornos móviles en las bandas IV y V de UHF 470 a 862 MHz. En la ecuación podemos ver la frecuencia central ‘fc’, donde Los canales van del 21 al 69 y están separados separados 8 MHz. El ancho de banda de cada uno es de 7,61 MHz.
Decimos que es aquel en que un transmisor y un receptor se comunican a través del espacio radioeléctrico.
Vamos a centrarnos en el receptor. Tenemos una antena y seguidamente se amplifica la señal de entrada. La banda útil se mezcla y posteriormente se filtra y se trata digitalmente. El mezclador necesita de un oscilador local, pues ESTE será nuestro SINTETIZADOR a diseñar.
Conversión directa, en este tipo pasamos la banda útil a banda base.
Pues bien, la síntesis de frecuencia es el proceso que genera una señal de frecuencia concreta que se puede escoger de entre unos valores determinados. El método que vamos a utilizar es el de trabajar con un PLL y divisores de frecuencia, pues entonces vamos a definir que es un PLL.
Este es un circuito realimentado de control con el que se intenta conseguir que la fase de un oscilador local variable sea réplica de la fase de la señal de entrada. Consta de un detector de fase, un filtro, un VCO el cual genera la frecuencia de salida y de una realimentación. Decimos que está enganchado cuando la fase de la señal de salida es igual a la fase de la señal de entrada.
Pues bien, la diferencia entre un sintetizador y un PLL es que ponemos un divisor entre el VCO y el detector de fase. El funcionamiento es el mismo que el de un PLL (a excepción de que la frecuencia que entra al detector de fase es la de salida dividida por el factor de división). El sistema se engancha cuando la frecuencia de salida es igual a la de entrada multiplicada por el factor a multiplicar.
Existen distintas configuraciones de divisores como son con un divisor programable, con divisor fijo más programable, con divisor de doble módulo, con mezclador. Nosotros vamos a escoger una combinación entre la segunda y la tercera.
Esta es el de un SINTETIZADOR CON UN DIVISOR FIJO Y UN DIVISOR DE DOBLE MÓDULO.
La incorporación del divisor fijo es porque el VCO utilizado en el diseño genera las frecuencias al doble de las del estándar, este dividirá entre dos. Aquí podemos observar las frecuencias a generar por nuestro sintetizador. Vemos que van de los 474 MHz a los 858 MHz.
Diseñar un sintetizador integrado en tecnología SiGe de 0.35 um de AMS para el estándar DVB-H. Para ello debemos diseñar un detector de fase, filtro, así como los divisores rápido como programable. Para el VCO se escogió uno ya implementado en otro PFC.
Un primer bloque teórico en los que veremos una pequeña introducción a los sistemas inalámbricos, el estándar a usar, los sistemas de radiofrecuencia, arquitectura del receptor, los sintetizadores y los objetivos a conseguir. Un segundo bloque de diseño que comprende todas las partes del sintetizador como son el comparador de fase, el estudio del VCO ya implementado en otro PFC, el divisor rápido y el programable, el filtro y por último el sintetizador completo. Un tercer bloque compuesto por la generación del divisor programable, los layouts de los distintos bloques así como del sintetizador completo. Para terminar veremos las conclusiones del proyecto y el presupuesto.
Este circuito da como resultado una señal de salida que calcula la diferencia entre las fases de las señales de entrada por la ganancia del comparador. Vamos a estudiar el comparador de fase-frecuencia más bomba de carga.
El comparador de fase frecuencia más bomba de carga es comúnmente llamado BOMBA DE CARGA. Primero estudiaremos el comparador de fase frecuencia al que luego añadiremos la bomba de carga.
El funcionamiento de este detector es el siguiente. Cuando se produce un flanco de bajada de una de las señales de entrada, el detector cambia al estado correspondiente a esa señal. Se sale cuando se produce un flanco de bajada de la otra señal, y siempre al estado intermedio 00, y a partir de aquí se repite el proceso desde el principio. El esquema de nuestro detector de fase frecuencia es el siguiente.
Tenemos dos flip-flops y varias puertas nand, todas ellas realizadas con transistores MOS. Según sea la entrada, actuará una de las salidas o ninguna.
La bomba de carga, no es más que una pareja de fuentes de corrientes con interruptores que manejan la carga de un condensador. Está realizado con MOS, en este se ajustaron las relaciones de los transistores para que a su salida se suministrasen unos 200 uA.
Pues una vez tenemos tanto el detector de fase frecuencia como la bomba de carga, los unimos y calculamos la constante del bloque.
Cuando la tensión de referencia está atrasada respecto a la señal proveniente del VCO, a la salida de la bomba de carga tenemos una señal con ancho igual al desfase entre las entradas y consume corriente, en este caso negativa.
Si por el contrario, la tensión de referencia está atrasada, la salida suministra corriente.
Para el caso de no haber desfase, la bomba de carga no suministrará corriente, siendo este el caso en que el sintetizador está enganchado.
Es el encargado de generar las frecuencias del oscilador local. Podemos ver el par cruzado, encargado de mantener la oscilación, así como las bobinas y los varactores. Como con estos varactores no es capaz de barrer todo el rango de frecuencias del estándar, pues se ha puesto un banco de condensadores para barrer toda la banda del estándar. Aquí lo vemos implementado.
En esta figura se puede ver la respuesta entre tensión aplicada y frecuencias generadas por el VCO. Como habíamos comentado, tenemos distintas sub-bandas, en este caso 5 diferentes, cumpliendo entre todas el rango del estándar completo. La integración de los componentes del VCO no es posible si se barre nuestro rango de frecuencias, ya que precisan de valores inductivos y capacitivos bastante elevados. En nuestro VCO se optó por duplicar la banda de UHF (470 – 862 MHz) situándola desde los 940 a los 1724 MHz.
Se realizaron las medidas del ruido de fase que comprenden los -107 dBc/Hz para un offset de 100kHz.
Aquí vemos la señal que da el VCO a su salida si la tomamos en modo diferencial. Se trata de una señal sinusoidal con un nivel de amplitud máxima de 170 mVp y mínima de 128,8 mVp. Podemos ver que esta amplitud es baja y podemos tener algún inconveniente, como veremos posteriormente.
Primeramente, El VCO no es el modelo real puesto que si usamos el VCO real se puede tardar días en terminar una simple simulación, pero con este bloque la señal es la misma, modelado en frecuencia y amplitudes. El posible nivel de continua que puede tener para distintas frecuencias de salida del VCO se elimina con condensadores, uno por cada rama diferencial. Y luego ajustamos un nivel de continua con el que podamos atacar a las puertas de los transistores de la etapa del divisor. La fijamos con una referencia realizada con transistores en configuración de cargas activas. El nivel será de 1V.
El divisor rápido es una parte complicada de diseñar, ya que en este la frecuencia de funcionamiento es elevada y no lo podemos atacar con simples divisores digitales. Vamos a utilizar una estructura basada latch tipo D en modo CML. Aprovechando que el VCO funciona al doble de la frecuencia de salida del estándar DVB-H con salidas diferenciales, usaremos un divisor rápido por dos que generará los canales para dvb-h así como las señales en fase y cuadratura. La implementación del divisor será con flip-flop en configuración master-slave.
Una vez visto el esquema general que se ha seguido para el divisor entre dos, ahora vamos a definir los bloques específicos que hemos diseñado.
Si atacamos el divisor rápido directamente con las salidas del VCO, este no realiza la división correctamente. La solución pasa por incorporar una etapa de buffer RF.
La etapa de buffer RF amplifica la señal que da el VCO puesto que esta es de baja amplitud para poder atacar al divisor. El buffer consta de una célula diferencial donde se puede ajustar la excursión de salida y su nivel de continua. Para ajustar la excursión se utilizan las resistencias R5 y R6 . En cuanto al ajuste de nivel de continua a la salida de este buffer se incorpora la resistencia R7 .
El divisor entre dos usa flip-flops en configuración master-slave. (La señal de reloj la da el VCO). Las salidas son divididas entre dos y obtenemos tanto la señal de fase como la de cuadratura.
El latch utilizado es un latch convencional tipo CML que consiste en una etapa de muestreo y retención ( Sample and Hold ). Primero tenemos una etapa de amplificación con un amplificador diferencial ( Sample Pair ), y posteriormente una etapa latch a cargo del mantenimiento de la tensión en el nodo de salida ( Hold Pair ).
Las etapas latch las implementaremos como vemos en la figura. En esta estructura ajustaremos las relaciones de los transistores y la resistencia de pull-up . Para esta resistencia tenemos dos posibles alternativas. Una será ajustando el valor de las resistencias y la corriente que pasa por ellas mediante el ajuste de una fuente de corriente. Una segunda alternativa es usando cargas activas realizadas con transistores tipo NMOS, esta es la utilizada. Las cargas activas se realizan a base de transistores PMOS. A estos transistores se les puentean la puerta con el drenador. DIMENSION DE LOS TRANSISTORES Y CARGAS ACTIVAS
La etapa del divisor por dos no es óptima para dar por ella misma potencia de salida por lo que si la cargamos demasiado no realizaría su propósito de divisor. Es necesaria una etapa de buffer para cada señal diferencial, en fase y en cuadratura.
En el diseño ya se ha fijado una fuente de corriente que suministre 0,15 mA. Entonces realizamos un espejo de corriente para los demás componentes del diseño. La primera rama se ajusta a unos valores mínimos de relaciones de transistores. En la segunda rama se va ajustando para unos valores mínimos también de relaciones de transistores y se ajusta la resistencia, para un ajuste algo mayor se toca la relación de transistores y se sube la W del transistor MN60. Con un espejo se tiene la salida ajustada a 0,15 mA.
El posterior bloque del sintetizador es un divisor programable. Esta clase de divisor necesita de una entrada de reloj de tipo asimétrica y no diferencial como tenemos después del buffer de salida. Hay que tener en cuenta no cargar los latch del divisor. Se denomina differential to single-ended (D2SE). La estructura a usar es un conversor de CML a CMOS (Figura 6.47). Consta de una etapa diferencial donde una rama tiene un transistor en forma de carga activa. A la otra rama se le incorpora también un transistor con el que se fija el nivel máximo de excursión a su salida. La salida del diferencial se reconstruye con una etapa de inversor para tener una señal limpia en forma de señal digital. Hay que tener en cuenta que la fuente de corriente de esta etapa no tiene que suministrar una excesiva corriente pero si una corriente mínima para suministrarle al siguiente inversor y reconstruir la señal a los niveles óptimos. Las señales de control de las etapas diferenciales son por una parte INPHASE y por la otra INPHASEN . En nuestro caso se ha decidido incorporarle a las señales de control también las señales de QUADRATURE y QUADRATUREN debido a la vista de la posible carga en mayor parte de unas salidas del latch más que de la otra etapa de salida. En la Figura 6.50 se comprueba que la salida da una señal de forma digital donde las entradas son INPHASE , INPHASEN, QUADRATURE y QUADRATUREN; la salida de la célula diferencial es out ; y la salida hacia el divisor programable es IN_DIV_PROG . Con ella se puede atacar a la entrada del divisor programable.
Será del tipo de doble módulo. Consta de un prescaler rápido y de dos contadores programables. A partir de la frecuencia de salida de 2 MHz, y de los canales a generar …
Establecemos que el prescaler rápido será de 5/4, el contador A de 5, y Np de 58 a 106. (La frecuencia de entrada del prescaler seguirá siendo rápida. Los divisores programables son más lentos por lo que se pueden realizar con técnicas convencionales.)
En la figura podemos ver el esquemático del prescaler rápido 5/4 síncrono. Está formado por flip-flops tipo D y lógica adicional. Tiene una entrada de reloj ( clock ), una entrada de control para el cambio de división ( MODE ), dividiendo por 4 o por 5 mediante el estado lógico en que se encuentre (por 4 si MODE =1 y por 5 si MODE =0). La salida es la señal OUT5_4 . El flip-flop tipo D es el propuesto en la siguiente figura. El funcionamiento del prescaler se puede ver en la figura, con el cambio en la señal MODE. BORROSO
El divisor fijo está compuesto básicamente por un contador síncrono de 3 bits. En este caso la división es fija por 5, la señal de salida de este divisor se comparará en una NOR3 por el número que se quiere dividir, cuando lo alcanza se genera la señal de final de cuenta, con la señal endc5 .
Este divisor programable está compuesto por un contador síncrono de 7 bits que puede llegar a dividir hasta 128. Posee 7 multiplexores para controlar el valor que se va a dividir. La salida negada y no negada de cada bit del contador está conectada a un multiplexor cuya entrada de selección indica cual de las salidas se va a elegir. Cuando todas las salidas de los multiplexores están al estado lógico ‘0’ significa que ya se ha llegado a la cuenta indicada por los bits de datos y se activa la señal de reset . Esta comparación se realiza con varias puertas lógicas.
Para realizar el test del divisor programable la señal de entrada es de 1 GHz. Se ha precargado en el divisor programable un 64 (1000000b). Por lo tanto: N p =65 (64 precarga +1) A =5 (4 precarga +1) Según la ecuación tenemos que: N=265 En la Figura vemos como la señal de salida está dividida por 265, es decir, la salida tiene un periodo de 265 ns.
Este es el elemento principal para analizar la estabilidad del lazo. A pesar de que hay otra clase de filtros que podemos ver con más detalle en la memoria, elegimos el de tipo dos, porque su error de fase y de frecuencia es cero. El método a usar es el de ganancia en lazo abierto y el margen de fase. Se estudió el filtro tipo 2 y orden 3.
Aquí vemos el diagrama de bode donde al introducir una cierta ganancia en lazo abierto, cuando la ganancia sea de cero dB se observa el margen de fase que para ser estable tiene que permanecer entre 30 y 60 grados, escogiendo un valor típico de 45 grados.
El filtro está compuesta por dos resistencias y tres condensadores. Para unas constantes de VCO y detector propias, una frecuencia de referencia de 2 MHz y el valor de división menor, realizando los cálculos, que, con precisión se encuentran detallados en la memoria, obtenemos los valores de los componentes para este filtro. El condensador C3 tiene un valor alto para ser integrado, por lo buscamos una solución donde los componentes del filtro se puedan integrar.
Cambiando la corriente que suministra la bomba de carga llegamos a tener componentes que pueden ser integrables, eso sí, con valores de resistencias bastante elevados, del orden de mega ohmios.
Estudiamos dos combinaciones de bloques, con componentes integrables o externos y tres tipos de simulación.
Con los valores del filtro integrable se realizaron los análisis correspondientes. En el análisis en frecuencia se comprobó la estabilidad. Otra prueba fue un análisis en el tiempo para comprobar el enganche así como un salto de canal dando una respuesta óptima. Pero en el análisis del ruido no llega a las especificaciones del ruido de fase máximo debido a que las resistencias introducen más ruido que el VCO, la resistencia marca a frec. elevadas el ruido. Por lo tanto desechamos diseñar el sintetizador con el filtro integrable.
Para la bomba de carga y el filtro con componentes externos, se analiza la respuesta del bucle y se comprueba la estabilidad. En 0dB, 45º ->estable.
En el análisis del ruido de fase podemos decir...
El VCO es el causante del ruido de fase a partir de los 10 kHz. Vemos que con el filtro externo las especificaciones se cumplen mucho mejor que con el filtro integrable. Sobre todo elimina el ruido de las resistencias donde sólo afecta el ruido del VCO a frecuencias elevadas.
Este es el esquemático de la respuesta transitoria. Utilizamos un VCO y divisores ideales, y la bomba de carga y el filtro los reales.
Los tiempos de enganche para la sub-banda1 son de 0.20 ms y de salto de canal de 0.17ms. Se ha simulado el peor caso, que es el salto máximo de frecuencia entre canal para esta sub-banda, siendo de 1428 MHz a 1716 MHz. La salida del VCO elegida para la realimentación corresponde a la que se obtiene dividida dependiendo de la tensión VtStep . De esta manera la salida primero es divida por un factor de 714 y a los 530 s pasa a ser dividida por 858. Estos factores de división corresponden a la frecuencia mínima y máxima que debe generar el sintetizador, es decir, 1428 MHz y 1716 MHz respectivamente. El resultado de la simulación se puede ver en la Figura 7.6, observándose como varía la frecuencia de salida del VCO. La frecuencia de salida se obtiene de la salida, frq, del bloque ‘ VCO_DivideBy’ . La salida da una tensión proporcional a la frecuencia de salida del VCO pero en GHz (como ejemplo 1,2 Voltios en frq significa que el VCO tiene una salida de 1,2 GHz). Se observa que el sintetizador se engancha a 1380 MHz en 0,3 ms aproximadamente. En el instante 0,53 ms se le aplica el cambio en el factor de división y el sintetizador cambia a la frecuencia de 1716 MHz en 0,3 ms. Se comprueba que el error de fase y frecuencia es cero, correspondiente a un PLL tipo 2. En la Figura 7.7(a) se observa como varía la tensión de salida del filtro, la cual se ajusta con la realimentación del circuito. La tensión de salida del filtro aproximadamente de 3,098 V para que el VCO genere una frecuencia de 1428 MHz mientras que para una tensión de salida de 0,137 V el VCO genera la frecuencia de 1716 MHz. En la Figura 7.7(b) se muestra el detalle en el tiempo de la corriente de salida del bombeo de carga, observándose los pulsos de corriente correspondientes en cada caso. MARCAR TS
Aquí se ven los saltos en las otras sub-bandas.
Un primer bloque teórico en los que veremos una pequeña introducción a los sistemas inalámbricos, el estándar a usar, los sistemas de radiofrecuencia, arquitectura del receptor, los sintetizadores y los objetivos a conseguir. Un segundo bloque de diseño que comprende todas las partes del sintetizador como son el comparador de fase, el estudio del VCO ya implementado en otro PFC, el divisor rápido y el programable, el filtro y por último el sintetizador completo. Un tercer bloque compuesto por la generación del divisor programable, los layouts de los distintos bloques así como del sintetizador completo. Para terminar veremos las conclusiones del proyecto y el presupuesto.
En la figura se muestra la distribución de las puntas de prueba tomadas para nuestro diseño. Como se puede observar, las puntas que se deben usar en la medida son del tipo SGS ( Signal Ground Signal ) debido al gran número de señales de entrada y salida que tenemos. A la hora de realizar la distribución, se tomó como premisa fundamental el sacar los pines de la señal de RF (en modo diferencial) lo más directas y simétricamente posible. En cuanto a los pines de alimentación y de IF se trató de enmarañar lo menos posible el diseño y evitar el solapamiento entre capas de metal adyacentes con el objetivo de evitar capacidades parásitas inesperadas.
La estructura propuesta necesita un bloque de control para el cambio del valor de división y el cambio de banda del VCO. La propuesta de las frecuencias a generar se puede ver en la Tabla de Np y el valor de los switches para cambiar de sub-banda el VCO se puede ver en la S1 a S4.
En el capítulo anterior se ha diseñado un divisor programable de doble módulo que consta de un prescaler rápido, que puede dividir por (P+1) y P , y dos contadores programables A y N p de baja velocidad. En este capítulo abordaremos el diseño de estos divisores programables de baja velocidad. Se ha tenido que tomar una decisión importante en el diseño ya que se quiere fabricar el bloque completo del sintetizador y medirlo con la estación de puntas disponible en el laboratorio. Se han contado las señales necesarias y sólo se dispone de dos patillas libres para el control del divisor programable, por lo que se ha decidido generar sólo cuatro frecuencias con las señales de control que tenemos, una por sub-banda y quedándose una de ellas sin cubrir. En la Figura se muestra el esquema de conexionado del sintetizador. P+1/P
El diseño tiene una señal de entrada de reloj, clk , y una señal de reseteo, rst_n . También tiene dos señales de control, divsel_0 y divsel_1 , que controlan tanto el valor de división como la sub-banda que va a seleccionarse, y la salida denominada clkout . La Tabla 8.5 muestra tanto el valor de división como los switches de selección para seleccionar la sub-banda correspondiente.
El diseño tiene una señal de entrada de reloj, clk , y una señal de reseteo, rst_n . También tiene dos señales de control, divsel_0 y divsel_1 , que controlan tanto el valor de división como la sub-banda que va a seleccionarse, y la salida denominada clkout . La Tabla 8.5 muestra tanto el valor de división como los switches de selección para seleccionar la sub-banda correspondiente.
Se realiza la simulación con la herramienta Modelsim. En la Figuras se comprueba la simulación del testbench realizado del divisor. Se puede ver la simulación completa del bloque donde se comprueba que la entrada cambia y con ella los switches del cambio de sub-banda y la señal de salida.
Con esta herramienta se comprueba la calidad del código VHDL realizado y si es sintetizable.
Esta herramienta realiza la síntesis lógica del diseño donde se le pueden poner una serie de restricciones en cuanto a área, ver la ruta crítica ... También se comprueba que cumpla las especificaciones de tiempo con la tecnología que se está utilizando y el reloj establecido. Finalmente se obtiene una netlist .
El Encounter es una herramienta para realizar el Floorplaning , la Planificación de la Alimentación, el Placement y el Routing. Finalmente se obtiene un fichero gds que luego exportaremos a la herramienta Cadence.
Ahora veremos los distintos bloques del sintetizador realizados en full-custom.
Aquí tenemos el esquemático ya visto del VCO, hemos tenido que quitar los pads del diseño original para incorporar los bloques de nuestro diseño.
El primer bloque se usa para quitarle a la salida del VCO un posible nivel de continua que puede ser distinto según la frecuencia de salida y poner un nivel de continua conocido.
Esta parte es necesaria para el siguiente bloque, el buffer de RF. Se han reajustado los componentes MN2 y R0 para obtener la corriente deseada ya que difiere el modelo de los componentes en Cadence de los componentes de ADS.
Este elemento se ha introducido ya que en esquemático funciona a la perfección el divisor entre dos utilizando una fuente de corriente de 0,15mA, pero cuando sacamos el extraído con sus resistencias y capacidades asociadas, nos hace falta suministrar una mayor corriente al divisor entre dos. Haciendo pruebas tenemos que triplicar la corriente anterior. Para ajusta la corriente necesaria se modifica la anchura del transistor MP1.
Se ha variado el esquema respecto al diseñado en ADS. Se debe a que en las simulaciones en Cadence con las resistencias no conseguíamos ajustar los niveles. Cambiando las resistencias por transistores que actúan como cargas activas conseguimos el funcionamiento deseado ahorrando mucho área. Debido a las dimensiones de los transistores que ocupan demasiada longitud, se opta por incrementar el número de dedos a cada uno de los transistores, disminuyendo así considerablemente su longitud y evitando que se produjesen resistencias parásitas en el polisilicio.
El esquemático en Cadence del divisor entre dos se puede ver en la Figura. Como se puede apreciar el layout se ha realizado lo más compacto posible y con el menor cruce posible de pistas. También se ha introducido un plano de masa para intentar reducir parásitos en este bloque ya que es una parte delicada. Se tuvo que redimensionar las cargas activas porque, aunque con los modelos en esquemático la simulación va muy bien, a la hora de extraer el bloque no funciona para las frecuencias más altas. Finalmente se cambió la anchura de las cargas activas y se comprobó el correcto funcionamiento.
Aquí se puede apreciar el layout del buffer de salida, donde se ve el gran área de los condensadores.
(Al divisor programable podemos asociarle cuatro partes diferentes, el de adaptación de nivel lógico, el del divisor 5/4, el buffer de señal de reloj y el del divisor de baja frecuencia.) Como ya se ha visto en la parte de los elementos del sintetizador, hace falta una adaptación de los niveles lógicos en cuanto a los que suministran el divisor entre dos y los que necesita el divisor 5/4.
El prescaler 5/4 es el mismo que el visto en ADS pero esta vez se ha decidido incorporar un árbol de reloj para suministrar una señal suficientemente fuerte a cada flip-flop del bloque. El árbol de reloj consta de un primer inversor el cual se conecta su entrada a la salida del conversor CML a CMOS, y su salida ataca a la entrada de tres inversores. La salida de estos tres inversores actúa como señal de reloj de cada uno de los flip-flops . En la Figura se ve lo compacto que se ha realizado el layout del bloque.
Se introducen en el diseño porque se comprueba que si ponemos directamente la señal de salida del bloque del divisor 5/4 a la entrada del divisor programable de baja velocidad, esta primera se deteriora. Por lo tanto, ponemos dos inversores en serie dimensionados considerablemente para atacar a la señal de reloj del divisor programable de baja velocidad, puesto que éste tiene bastante lógica asociada. En las Figuras se ve el esquemático y el layout del buffer 1, y del buffer 2.
Anteriormente se ha generado el fichero en formato gds de este bloque. Por lo tanto lo importarlo a Cadence y verificar si realmente funciona como lo hemos diseñado. Al cargarlo obtenemos el esquemático el layout . Para hacer el layout versus esquemático se tuvo que incorporar al esquemático los pines de vdd! y gnd! , ya que no lo tenía cuando importamos el gds generado.
Como ya se ha visto, implementaremos cada parte por separado para luego unirlas y tener la respuesta conjunta. Aquí el detector de fase/frecuencia.
Aquí la bomba de carga.
Aquí la unión de ambos.
Este bloque se incorpora como elementos externos en el esquemático que vamos a simular, puesto que se trata de componentes externos por los altos valores de las capacidades.
El bloque del sintetizador completo se realiza con todas las partes anteriormente expuestas. El bloque de esquemático comprende todos los esquemáticos por separado unidos de forma adecuada.
Aquí se muestra el bloque del sintetizador completo.
En la Figura se muestra como queda finalmente nuestro diseño con todos los bloques interconectados y los pads . Como no disponemos de dos pads para las señales INP e INPN , para compensarlas con las señales QUA y QUAN que vamos a medir, ponemos unas cargas de 50Ω en el layout . (Señales salida alt frec)
En la Figura tenemos el test realizado para el sintetizador. El sintetizador tiende a engancharse, aunque todavía en la simulación no se llega a ver el enganche final. La simulación completa del enganche no se ha realizado puesto que tarda mucho tiempo debido a la escala del reloj principal y los factores de división del diseño, pudiendo llegar cada simulación a meses. La Figura siguiente muestra la señal diferencial en cuadratura.
Aquí se ve el layout final con las bobinas correspondientes y las dimensiones del dado de 1mm por 1,1mm aproximadamente. Con esto se da EL DISEÑO por FINALIZADO.
Vamos pues al último bloque de conclusiones y el presupuesto.
Se ha diseñado un sintetizador para un receptor de conversión directa, que cumple con las especificaciones del estándar DVB-H. Cumple con las frecuencias de funcionamiento así como el ruido de fase, en la tabla podemos ver área, consumo potencia así como tiempos de establecimiento…
Incluye los elementos como son un detector de fase/frecuencia más bomba de carga, un filtro, el vco, y los divisores como son uno rápido como uno programable. Todos los bloques han sido diseñados para ser integrados en la tecnología 0,35um de la empresa Austria Micro System.
Para el diseño se han utilizado tanto técnicas de diseño asistido por ordenador VLSI como full-custom. El diseño está preparado para ser medido on-wafer
Podemos decir que se PUEDE CONSTRUIR UN SINTETIZADOR DE FRECUENCIA INTEGRADO PARA UN RECEPTOR DE CONVERSIÓN DIRECTA PARA EL ESTÁNDAR DVB-H EN TECNOLOGÍA BiCMOS 0,35µm. Cambiar color
Pode Un logro a destacar es que parte de este trabajo ha sido publicado en un artículo de congreso internacional y en un artículo de revista donde al final de la memoria se encuentran anexas dichas publicaciones.
Sumando costes de recursos humanos, ingeniería, software y equipos, y otros, el total asciende a 24951,78 euros . Con esto concluimos la exposición. Agradecer al IUMA por darme la posibilidad de realizar este proyecto así como poder desarrollar los conocimientos adquiridos en la carrera. Con esto finaliza mi presentación y devuelvo la palabra al tribunal. Muchas gracias.
Buenos días miembros del tribunal y asistentes aquí reunidos, como ha dicho el tribunal, se ha diseñado un sintetizador para DVB-H. Para explicarlo hemos realizado un índice que consta de cuatro bloques.