Este documento describe dos circuitos simples y económicos para el disparo de un SCR mediante una red resistiva. Explica el funcionamiento de un interruptor estático de media onda y un control de fase de media onda con resistencia variable, incluyendo cálculos para determinar los parámetros de un circuito con un SCR específico. También resume el principio de cebado del SCR y los materiales necesarios para realizar un experimento.

1. SCR y su Disparo mediante una Red Resistiva. OBJETIVOS ESPECÍFICOS.
• CONOCER DOS CIRCUITOS SIMPLES Y ECONÓMICOS PARA EL DISPARO DEL SCR.
a) INTERRUPTOR ESTÁTICO DE MEDIA ONDA.
b) CONTROL DE FASE DE MEDIA ONDA CON RESISTENCIA VARIABLE.
• COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE LOS DOS CIRCUITOS DE DISPARO
• ANALIZAR LAS VENTAJAS Y DESVENTAJAS DE CADA UNO DE LOS CIRCUITOS, SUS POSIBLES APLICACIONES Y LIMITACIONES.
• CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO PARA UN SCR DETERMINADO DADAS SUS CARACTERÍSTICAS Y
ESPECIFICACIONES, CONSIDERANDO EL SISTEMA AL QUE SE APLICA.
• COMPROBAR EL PRINCIPIO DE CEBADO POR PUERTA PARA EL SCR A TRAVÉS DEL EXPERIMENTO.
• OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO Y POSTERIORMENTE DIBUJAR LAS FORMAS DE ONDA DE VOLTAJE EN EL SCR Y EN LA CARGA,
COMPARANDO LOS RESULTADOS OBSERVADOS EN EL EXPERIMENTO CON LOS CONCEPTOS ESTUDIADOS EN CLASE.
MARCO TEÓRICO. - DISPOSITIVO SEMICONDUCTOR DE POTENCIA
- ELEMENTO DE CUATRO CAPAS.
- ELEMENTO RECTIFICADOR UNIDIRECCIONAL DE TRES TERMINALES: ÁNODO, CÁTODO Y COMPUERTA
- OPERA COMO CONMUTADOR BIESTABLE PASANDO DE UN ESTADO NO CONDUCTOR A UN ESTADO CONDUCTOR.
- PARA ACTIVARLO; ADEMÁS DE LA POLARIZACIÓN DIRECTA ES NECESARIO ESTABLECER POR MEDIO DE LA COMPUERTA UNA
CORRIENTE DE DISPARO IGT (de período de 4 μs y magnitud en mA).
- MEDIANTE PEQUEÑA SEÑAL DE MANDO ES CAPAZ DE MANEJAR CORRIENTES DE 200A Y MÁS DE 1000V A FRECUENCIAS CERCANAS
DE 50 KHZ.
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2. - SE PUEDE DETERMINAR CON TODA PRECISIÓN EL MOMENTO DE DISPARO Y GOBERNAR A VOLUNTAD EL VALOR MEDIO DE LA
CORRIENTE QUE FLUYE DEL SCR HACIA UNA CARGA.
- POR SU CAPACIDAD DE CONTROL DE POTENCIA Y LOS ALTOS RANGOS DE CORRIENTE, VOLTAJE Y FRECUENCIA DE OPERACIÓN LO
HACEN UN COMPONENTE IDÓNEO E INDISPENSABLE EN ELECTRÓNICA DE POTENCIA
APLICACIONES CONTROL DE RELEVADORES, CIRCUITOS DE RETRASO DE TIEMPO, FUENTES DE PODER REGULADAS, CONTROL DE
VELOCIDAD DE MOTORES, INVERSORES, CONTROL DE FASE, CICLOCONVERTIDORES, TROCEADORES, ETC.
PRINCIPIO DE CEBADO (montaje equivalente de dos tansistores)
A A
IA = IT
IT
IB1 = IC2
J1 Q2 α1
Q1
J2 J2
G IC1
J3 IG IB2 Q2
IG Q1 G α2
IK IK
K
K
p
p
n
p
n
n
(a) Estructura básica (b) Circuito equivalente
Figura 2.14 Modelo de tiristor de dos transistores.
PROCEDIMIENTO:
• SE POLARIZA DIRECTAMENTE EL SCR (ÁNODO +, CÁTODO -)
• SE INYECTA UN PULSO POSITIVO DE CORRIENTE EN SU COMPUERTA (IG)
• Q1 (npn) RECIBE ESTA CORRIENTE IG COMO CORRIENTE DE BASE
• LA CORRIENTE DE COLECTOR PASA A SER IC1 = IGβ1 (β1 ganancia de corriente de Q1)
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3. • IC1 ES TAMBIÉN CORRIENTE DE BASE DE Q2
• IC2 = IC1β2 = IGβ1β2 ( β2 Ganancia de corriente de Q2).
• IC2 + IG = IB (Corriente base de Q1)
• POR ESTE PROCEDIMIENTO SE PRODUCE UNA ACCIÓN REGENERATIVA (la corriente de colector de un transistor se inyecta sistemáticamente
en la base del otro, aumentando progresivamente hasta que los dos transistores conducen a saturación)
• IG DEBE DE SER DE MAGNITUD SUFICIENTE PARA HACER CRECER LAS CORRIENTES DE COLECTOR (Si es débil las IC son corrientes de
fuga incapaces de hacer conducir el SCR).
• PARA QUE EL SCR DEJE DE CONDUCIR ES NECESARIO QUE EL CIRCUITO EXTERIOR DEJE DE APLICAR CORRIENTE HACIA EL
ÁNODO (IA) O CUANDO ESTA CORRIENTE CAIGA POR DEBAJO DEL VALOR DE MANTENIMIENTO (IH)
• EL TIEMPO DE APAGADO ES DE APROXIMADAMENTE 20 μs.
CIRCUITO
• SE OBTIENE LA CORRIENTE DE PUERTA DIRECTAMENTE DE LA ALIMENTACIÓN PRINCIPAL DE C.A.
• EL CIRCUITO REPRESENTA UN INTERRUPTOR ESTÁTICO DE MEDIA ONDA
+ VL -
VL
Carga
R
A SCR D
ECA
S
G t
K 0
(a) (b)
Figura 2.19 Interruptor Estático de Media Onda: a) Circuito. B) Forma del voltaje en la carga
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4. FUNCIONAMIENTO.
• S PERMANECE ABIERTO Y EL SCR NO SE CEBA, ACTUANDO COMO INTERRUPTOR ABIERTO
• S SE CIERRA Y SE PRODUCE LA PRIMERA SEMIONDA POSITIVA, FLUYE CORRIENTE HACIA LA PUERTA, DISPARANDO EL SCR Y
PONIÉNDOLO EN CONDUCCIÓN.
• CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN PASE POR CERO HACIA SU SEMICICLO NEGATIVO EL SCR CONMUTA DEL ESTADO DE
CONDUCCIÓN AL DE BLOQUEO HASTA LA SIGUIENTE SEMIONDA POSITIVA.
• LA RESISTENCIA R LIMITA LA CORRIENTE MÁXIMA DE PUERTA PARA EVITAR DAÑOS AL SCR.
• R ES PEQUEÑA PARA PERMITIR SE CEBE EL SCR AL INICIO DEL SEMICICLO POSITIVO Y PRODUZCA EN LA CARGA UN VOLTAJE
RECTIFICADO DE MEDIA ONDA (Fig 2.19b)
• EL DIODO D EN EL CIRCUITO DE PUERTA PREVIENE DE LA APLICACIÓN DE VOLTAJE INVERSO ENTRE CÁTODO Y COMPUERTA
DURANTE EL SEMICICLO NEGATIVO.
• CUANDO SE DISPARA EL SCR EL VOLTAJE DE ÁNODO A CÁTODO CAE PRÁCTICAMENTE A CERO VOLTS
OTRO CIRCUITO DE DISPARO (UTILIZADO EN LA PRÁCTICA)
• PRESENTA GRANDES VENTAJAS CON RESPECTO AL ANTERIOR .
• SE UTILIZA LA MISMA FUENTE DE VOLTAJE PARA ALIMENTAR LOS CIRCUITOS DE CARGA Y DE DISPARO
• SE SUSTITUYE S POR UNA RESISTENCIA VARIABLE R2
• PERMITE RETARDAR EL DISPARO HASTA EN 90° A TRAVÉS DE R2
• ES POSIBLE CONTROLAR UN DESPLAZAMIENTO DE FASE DE VOLTAJE EN LA CARGA (VL) DESDE 0° HASTA 90° CON RESPECTO AL
VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
• ES POSIBLE REGULAR EL VALOR MEDIO DE LA CORRIENTE DE CARGA (IL)
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5. + VL -
IL Carga R1
+ A
R2
Eac VAK
- K
G
A
D
Figura 2.20 Control de Fase de Media Onda con Resistencia Variable
• EL VALOR DE LA RESISTENCIA VARIABLE R2 DETERMINA ÁNGULOS DE DISPARO (Y POR LO TANTO, ÁNGULOS DE
DESFASAMIENTO) ENTRE 0° Y 90° Y ÁNGULOS DE CONDUCCIÓN ENTRE 180° Y 90°
• R2 DETERMINA EN QUE INSTANTE DEL SEMICICLO POSITIVO SE DISPARARÁ EL SCR Y DURANTE CUANTO TIEMPO CONDUCIRÁ.
FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO.
• CUANDO R2 SE PONE A CERO, R1 LIMITA LA CORRIENTE MÁXIMA DE PUERTA.
• LA CORRIENTE DE PUERTA SERÁ SUFICIENTEMENTE GRANDE PARA DISPARAR EL SCR CUANDO LA MAGNITUD DE Eac SEA
PEQUEÑA. EL ÁNGULO DE DISPARO SERÁ PEQUEÑO (idealmente αT = 0°), Y EL VALOR MEDIO DE LA CORRIENTE POR LA CARGA
GRANDE.
• POR LO TANTO R1 DETERMINA EL MÍNIMO ÁNGULO DE DISPARO, EL ÁNGULO DE DEFASAMIENTO Y LA MÁXIMA CORRIENTE DE
CARGA.
• CANDO R2 SE PONE A SU MÁXIMO VALOR, LA RESISTENCIA TOTAL DE PUERTA (R1 + R2) DEBE SER TAL QUE IG SEA APENAS
SUFICIENTE PARA DISPARAR EL SCR CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN ALCANCE SU MÁXIMA AMPLITUD. ESTO ES A LOS 90°
DEL SEMICICLO POSITIVO.
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6. • CON ESTE CIRCUITO NO ES POSIBLE RETARDAR EL DISPARO MÁS ALLÁ DE 90° (punto máximo de voltaje Eac = EP)
• SI R2 ES DEMASIADO GRANDE, R1 + R2 PUEDE IMPEDIR QUE IGT ALCANCE EL VALOR DE DISPARO Y EL SCR NO SE CEBARA NUNCA
• ANALIZANDO LAS FORMAS DE ONDA DE LA FIGURA 2.21
Figura 2.21 Formas de onda en el SCR y en la
carga para tres casos diferentes:
a) R2 baja, ángulo de disparo pequeño, IL grande.
b) R2 máxima, αT = 90° c) R2 demasiado
grande, el SCR no se ceba, IL = 0.
CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL
CIRCUITO.
CONTROL DE FASE DE MEDIA ONDA DE LA
FIGURA 2.20.
- PARA CALCULAR LOS VALORES DE R1 Y
R2 NOS BASAREMOS EN LAS
ESPECIFICACIONES QUE PROPORCIONA
EL MANUAL MOTOROLA DE TIRISTORES
PARA UN SCR DE LA SERIE C106 (QUE SE
USARÁ EN ESTA PRÁCTICA Y LAS
POSTERIORES.
- ESTE CIRCUITO ES INCONSISTENTE CON OTROS CIRCUITOS MÁS ELABORADOS O CON TIRISTORES DE TIPOS DIFERENTES.
- DATOS PARA EL SCR C106 TOMADOS DEL MANUAL MOTOROLA.
- CORRIENTE MÁXIMA DE PUERTA IGTM = 200 Ma.
- CORRIENTE DE DISPARO DE PUERTA IGT TÍPICA = 30 μA
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7. - R1 SE CALCULA DE FORMA QUE LA CORRIENTE MÁXIMA QUE CIRCULE HACIA LA PUERTA SEA DEL 60% DEL VALOR ESPECIFICADO
(para evitar que picos transitorios en el voltaje de alimentación, que se reflejan en la corriente de puerta, puedan dañar al tiristor).
- POR LO TANTO:
IGM = 0.6 IGTM = 0.6(200mA) = 120 Ma.
- SE EMPLEA EL VALOR RMS DE Eac Y NO EL VALOR PICO, YA QUE ESTE NUNCA SE ALCANZA CON UN ÁNGULO DE DISPARO
CERCANO A 0°. EL VALOR DE R1 SERÁ:
R1 = Eac,rms/IGM = (120 Vrms)/(120mA) = 1 KΩ
- PARA CALCULAR R2 SE CONSIDERA QUE R1 + R2 DEBEN PRODUCIR UNA CORRIENTE DE DISPARO APENAS SUFICIENTE (IGT TÍPICA)
PARA CEBAR AL SCR EN EL PICO DEL
VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN (Eac = EP), EL VALOR PICO SE OBTIENE COMO:
Ep = (1.41)Eac,rms = (1.41)(120Vrms) = 170 Vpico
- CON ESTE VOLTAJE Y LA CORRIENTE DE DISPARO TÍPICA, CALCULAMOS R2
Ep = (R1 + R2)IGT; EP/IGT = R1 + R2; R2 = (EP/IGT) – R1 = (170V/30μA) – (1KΩ) = 5.66 MΩ
- SE PUEDE USAR UN POTENCIÓMETRO DE 5MΩ COMO R2
- LA CORRIENTE MÍNIMA DE DISPARO REAL SERÁ
IGT = Ep/(R1 + R2) = (170V)/(1KΩ + 5 MΩ)= 34 μA.
- QUE ES UN VALOR MUY PRÓXIMO AL VALOR TÍPICO ESPECIFICADO.
- CON LOS VALORES CALCULADOS DE R1 Y R2 SE DETERMINAN LOS VALORES ESPERADOS DE VOLTAJE, CORRIENTE Y EL
ÁNGULO MÍNIMO DE DISPARO.
RESULTADOS ESPERADOS.
- CONOCIENDO R1 E IGT TÍPICA SE PUEDE CALCULAR EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN PARA EL MÍNIMO ÁNGULO DE DISPARO Y CUÁL
SERÁ ÉSTE.
- LA MAGNITUD DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN NECESARIO PARA CEBAR AL SCR CON UN ÁNGULO DE DISPARO MÍNIMO, SERÁ:
Eac = VR1 + VGK
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8. - VR1 ES LA CAÍDA DE VOLTAJE EN LA RESISTENCIA R1 (resistencia total del circuito de puerta cuando R2 = 0); VGK ES LA CAÍDA DE VOLTAJE
EN LA UNIÓN P – N DE PUERTA A CÁTODO POLARIZADA DIRECTAMENTE. ASÍ PUES:
Eac = (R1IGT) + VGK = [(1 KΩ)(30 μA)] + (0.6 V) = 0.63 V
- COMO Eac = Ep sen ωt, ENTONCES EL ÁNGULO MÍNIMO DE DISPARO SERÁ.
ωt = sen– 1
(Eac/Ep) = sen– 1
(0.63V/170V) = 0.21° = 0° 12’ 44”
- QUE ES PRÁCTICAMENTE 0°
- CON LOS VALORES CALCULADOS DE R1 = 1KΩ Y R2 = 5 MΩ SE SATISFACEN LOS REQUERIMIENTOS DE OPERACIÓN DEL CIRCUITO,
CONTROLANDO EL DISPARO DEL SCR ENTRE 0° Y 90° DEL SEMICICLO POSITIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, CON EL
CONSIGUIENTE CONTROL DE FASE DEL VOLTAJE EN LA CARGA
- NO SE CONSIDERA LA CAÍDA DE VOLTAJE DEBIDA A LA CARGA PORQUE SE UTILIZARA UN FOCO DE 60 WATTS COMO CARGA, CUYA
RESISTENCIA ES DE 20 Ω (2% del valor de la resistencia mínima de puerta R1 = 1000 Ω).
MATERIAL Y EQUIPO NECESARIO PARA LA PRÁCTICA
- PARA EL CIRCUITO.
- CARGA: FOCO 60 W, RL = 20 Ω
- R1 = 1 KΩ, 1/4 W.
- R2 = POTENCIÓMETRO 5MΩ
- D = DIODO 1N4001
- TIRISTOR = SCR C106B.
- PROTOBOARD.
EQUIPO E INSTRUMENTOS.
- ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO: FUENTE DE VOLTAJE AC, 120 Vrms, 60 Hz.
- OSCILOSCOPIO DE DOS CANALES, CON SUS PUNTAS DE PRUEBA.
- ALIMENTACIÓN DEL OSCILOSCOPIO: 120 Vrms, 60 Hz INDEPENDIENTE DE LA ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO.
- MULTÍMETRO PARA MEDICIONES AUXILIARES Y PRUEBA DE ELEMENTOS.
PROCEDIMIENTO:
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9. 1.- ÁRMESE EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.22, LOS VALORES Y LAS MATRÍCULAS DE LOS ELEMENTOS SE ESPECIFICAN SOBRE EL MISMO
CIRCUITO.
2.- TODOS LOS ELEMENTOS DEL CIRCUITO SE PRUEBAN Y CONECTAN CORRECTAMENTE EN ESPECIAL EL SCR CUYAS TERMINALES
DEBEN SER PERFECTAMENTE IDENTIFICADOS.
3.- SE ENERGIZA EL CIRCUITO CON UNA FUENTE DE 120 Vrms, 60 Hz.
4.- SE OBSERVAN LAS ONDAS DE CORRIENTE Y VOLTAJE EN LA CARGA Y EN EL SCR POR
MEDIO DEL OSCILOCOPIO.
Figura 2.22 Circuito, Práctica 5: “Disparo del SCR mediante
una red Resistiva” (Control de Fase de Media Onda con
Resistencia Variable)
“EL TRIAC Y SU DISPARO MEDIANTE UNA RED
RESISTIVA”.
(CONTROL DE FASE DE ONDA COMPLETA.)
OBJETIVOS ESPECÍFICOS.
• ANALIZAR EL FUNCIONAMIENTO DE OTRO
DISPOSITIVO RECTIFICADOR DE CUATRO CAPAS
DE LA FAMILIA DE LOS TIRISTORES.
• CONOCER UN CIRCUITO SIMPLE DE DISPARO
PARA UN TRIAC: UN CONTROL DE FASE DE
ONDA COMPLETA, Y COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE ESTE CIRCUITO.
• RECONOCER EL TRIAC COMO UNA VERSIÓN BIDIRECCIONAL DEL SCR, COMPARANDO LAS CARACTERÍSTICAS Y PRINCIPIOS DE
OPERACIÓN DE AMBOS DISPOSITIVOS.
• COMPRENDER LOS PRINCIPIOS DE CEBADO DEL TRIAC QUE SE APLICAN EN LA PRÁCTICA .
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10. • SER CAPAZ DE CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO DE DISPARO PARA UN TRIAC DETERMINADO, CON BASE A SUS
ESPECIFICACIONES.
• OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR LAS FORMAS DE ONDA DEL VOLTAJE RESULTANTE EN LA CARGA Y EN LOS
TERMINALES PRINCIPALES DEL TRIAC; COMPARAR LOS RESULTADOS OBSERVADOS EN LA PRÁCTICA CON LOS ESTUDIADOS EN
CLASE.
• MODELAR, SIMULAR Y ANALIZAR EL CIRCUITO POR MEDIO DE PSPICE.
MARCO TEÓRICO.
- EL TRIAC ES UN DISPOSITIVO SEMICONDUCTOR DE TRES ELECTRODOS: DOS TERMINALES PRINCIPALES DE CONDUCCIÓN (MT1 Y
MT2) Y UN TERMINAL DE MANDO, LA COMPUERTA (G).
- ES OTRO ELEMENTO DE LA FAMILIA DE LOS TIRISTORES, SE EMPLEA PARA CONTROLAR EL VALOR PROMEDIO DE LA CORRIENTE
QUE FLUYE A TRAVÉS DE ÉL HACIA UNA CARGA.
- CUMPLE LA MISMA FUNCIÓN QUE EL SCR, PERO SE DIFERENCIA DE ÉSTE EN QUE PUEDE CONDUCIR CORRIENTE EN AMBOS
SENTIDOS, EN RESPUESTA A UNA SEÑAL DE PUERTA POSITIVA O NEGATIVA.
- DE ESTA MANERA VIENE A SER UNA VERSIÓN BIDIRECCIONAL DEL SCR.
- LA HABILIDAD PARA CONDUCIR EN AMBOS SENTIDOS SE DEBE A LA ESTRUCTURA DE CAPAS P Y N QUE LO CONFORMAN.
- EN LA FIGURA 2.23 SE MUESTRA LA DISPOSICIÓN DE LAS
CAPAS, EL SÍMBOLO DEL CIRCUITO Y LAS
CARACTERÍSTICAS DE CORRIENTE ANÓDICA EN FUNCIÓN
DE LA CORRIENTE ANÓDICA.
- CUALQUIERA DE LAS DOS TERMINALES PRINCIPALES
MT1 O MT2, INDISTINTAMENTE, ACTÚAN COMO ÁNODO.
Figura 2.23 Estructura, símbolo y característica Corriente – Voltaje
anódicos, del TRIAC.(c.o. contactos Óhmicos.)
- DE LA CARACTERÍSTICA IA – VA, EL COMPORTAMIENTO
DEL TRIAC EN EL PRIMER CUADRANTE (QI) ES IDÉNTICO
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11. AL DEL SCR; CUANDO EL TERMINAL MT2 ES POSITIVO CON RESPECTO A MT1, Y LA CORRIENTE DE PUERTA ES POSITIVA.
- DE ESTA CURVA SE OBSERVA TAMBIÉN QUE EN EL TERCER CUADRANTE (QIII), CUANDO MT2 ES NEGATIVA CON RESPECTO A MT1 Y
LA CORRIENTE DE PUERTA ES NEGATIVA; EL TRIAC SE COMPORTA COMO UN SCR INVERTIDO.
- EL SÍMBOLO DE CIRCUITO DEL TRIAC SUGIERE UNA EQUIVALENCIA DE ÉSTE CON DOS SCR’s CONECTADOS EN ANTIPARALELO, LO
QUE HACE POSIBLE LA CONDUCCIÓN DE CORRIENTE EN AMBOS SENTIDOS.
- LA VENTAJA DEL TRIAC ES QUE EL CONTROL DEL TRIAC ES POSIBLE MEDIANTE UNA SOLA COMPUERTA O TERMINAL DE MANDO Y
MEDIANTE UN SOLO CIRCUITO DE DISPARO.
- LA ESTRUCTURA DE CAPAS DEL TRIAC NOS DA UNA IDEA DE ESTA EQUIVALENCIA.
- EL PRIMER TIRISTOR ESTA FORMADO POR LAS CAPAS P2N2P1N1 CON ÁNODO EN MT2 Y EL SEGUNDO POR LAS CAPAS P1N2P2N3, CON
ÁNODO EN MT1; LA COMPUERTA PUEDE SER INDISTINTAMENTE, LAS CAPAS N4 O P1, SEGÚN LA CORRIENTE DE PUERTA SEA
NEGATIVA O POSITIVA.
- PARA CADA DIRECCIÓN POSIBLE DE CONDUCCIÓN HAY UNA COMBINACIÓN DE CAPAS SEMICONDUCTORAS, CUYO ESTADO SE
CONTROLARÁ MEDIANTE LA SEÑAL APLICADA AL TERMINAL DE PUERTA
- PARA ENTENDER LOS PRINCIPIOS DE CEBADO Y OPERACIÓN DEL DISPOSITIVO NO HAY QUE PERDER DE VISTA LA SIMETRÍA ENTRE
LOS CUADRANTES I Y III QUE PRESENTA LA CURVA CARACTERÍSTICA DEL TRIAC.
- EL TRIAC PUEDE CONMUTAR DEL ESTADO DE BLOQUEO AL DE CONDUCCIÓN INDEPENDIENTEMENTE DE LAS POLARIDADES DE
PUERTA O DE ÁNODO.
- SI SE APLICA EL VOLTAJE V2 AL TERMINAL MT2, EL VOLTAJE VG A LA TERMINAL DE PUERTA (G), Y SE TOMA EL VOLTAJE EN LA
TERMINAL MT1 COMO REFERENCIA A TIERRA (V1 = 0), PODEMOS DEFINIR CUATRO CUADRANTES DE POLARIZACIÓN PARA EL
CEBADO DEL TRIAC, COMO SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.24.
- LA SIMETRÍA A LA QUE SE HACE REFERENCIA ANTERIORMENTE ENTRE LOS CUADRANTES I Y III EN LA CURVA CARACTERÍSTICA
DEL TRIAC, IMPLICA QUE LA OPERACIÓN DEL TRIAC (MT2 + MT1 – Y MT2 – MT1 + ) SERÁ SIMÉTRICA SIEMPRE Y CUANDO EL
DISPARO SE PRODUZCA EN LOS CUADRANTES DE POLARIZACIÓN QI Y QIII DE LA FIGURA 2.24.
- LO ANTERIOR NO SIGNIFICA QUE LAS DOS OTRAS OPCIONES DE DISPARO DEL TRIAC NO SEAN POSIBLE (QII Y QIV). SIN EMBARGO
NO GARANTIZAN UNA OPERACIÓN CONSISTENTE EN AMBAS POLARIDADES.
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12. Figura 2.24 Cuadrantes de Polarización que caracterizan el
funcionamiento del TRIAC.
- PUEDE SUCEDER QUE PARA EL DISPARO EN EL
CUADRANTE QII, EL TRIAC REQUIERA DE UNA
CIERTA CORRIENTE DE PUERTA, MIENTRAS QUE EN
EL CUADRANTE QIV, SE REQUIERA DE UNA
CORRIENTE DE PUERTA MAYOR O MENOR
- LO ANTERIOR RESULTARÍA EN ÁNGULOS DE
DISPARO DIFERENTES PARA LAS DOS POLARIDADES
Y, EN CIERTAS APLICACIONES, ESTA
INCONSISTENCIA EN LA OPERACIÓN DEL TRIAC
PUEDE NO SER TOLERABLE.
- LO MÁS RECOMENDABLE ES DISPARAR EL TRIAC EN LOS
CUADRANTES DE POLARIZACIÓN QI Y QIII, PARA POLARIDADES
DIRECTA E INVERSA.
- EL MECANISMO DE DISPARO DEL TRIAC EN EL CUADRANTE QI
ES IDÉNTICO AL DEL SCR COMO LO MUESTRA LA FIGURA 2.26
Figura 2.25 Disparo del TRIAC en el cuadrante QI. Sentido de conducción de
la corriente principal, IA, y de puerta, IG, a través de las capas semiconductoras.
12

13. -
Figura 2.26 Disparo del TRIAC en el cuadrante QI. Sentido
de conducción de la corriente principal IA, y de
Puerta, IG, a través de las capas semiconductoras.
- EL TRIAC SE COMPORTA COMO EL TIRISTOR P2N2P1N1, CON
MT2 (ASOCIADO A P2) COMO ÁNODO Y MT1 (ASOCIADO A
N1) COMO CÁTODO.
- P1 ACTUARÁ COMO LA COMPUERTA HACIA LA QUE SE
DIRIGIRÁ LA CORRIENTE POSITIVA DE PUERTA,
SALIENDO POR LA REGIÓN N1 (MT1).
Figura 2.27 Disparo del TRIAC en el cuadrante QIII. Sentido de las corrientes
- EN EL CUADRANTE QIII EL CEBADO ES MÁS COMPLEJO. LA FIGURA
2.27 MUESTRA LAS POLARIDADES DE LOS TERMINALES Y LOS SENTIDOS
DE LAS CORRIENTES ANÓDICA O PRINCIPAL Y DE PUERTA.
- LA REGIÓN P1 (ASOCIADA AL TERMINAL MT1) ACTÚA COMO ÁNODO,
LA REGIÓN N4 ES LA COMPUERTA Y LA REGIÓN N3 (ASOCIADA A
MT2) ES EL CÁTODO DEL TIRISTOR N3P2N2P1, QUE ES EL QUE SE
QUIERE CEBAR.
- LA UNIÓN P1N4 (MT1 – COMPUERTA) ESTÁ POLARIZADA
DIRECTAMENTE E INYECTA PORTADORES.
- LA UNIÓN N3P2 ACTÚA COMO LA COMPUERTA VIRTUAL DEL
TIRISTOR N3P2N2P1.
- PARA QUE SE PRODUZCA EL DISPARO ES NECESARIO QUE LA UNIÓN
N3P2 INYECTE SUS PORTADORES.
- EL RAZONAMIENTO SE COMPRENDE MEJOR SI NOS REFERIMOS A LA FIGURA 2.28.
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14. - EL TRANSISTOR T1 ESTÁ FORMADO POR LAS CAPAS N4P1N2 Y T2 POR LAS CAPAS P2N2P1
- EL RESISTOR R ES LA IMPEDANCIA DE CORTO CIRCUITO ENTRE N3 Y P2
- PARA QUE SE CEBE EL TIRISTOR N3P2N2P1 ES NECESARIO QUE LA CORRIENTE DE COLECTOR IC2 DÉ UNA POLARIZACIÓN SUFICIENTE
A LA UNIÓN P3N3 (PUERTA – CÁTODO), SE TIENE:
IB2 = αIG ; IC2 = β2IB2 = α1β2IG
- COMO T1 TIENE POLARIZACIÓN DIRECTA EN SUS UNIONES
COLECTOR – BASE Y EMISOR – BASE ESTÁ EN SATURACIÓN.
Figura 2.28 esquema equivalente para el estudio del cebado del TRIAC en el
cuadrante QIII.
- EL PRODUCTO α1 β2 ES, EN GENERAL, MUY CERCANO A LA UNIDAD,
LO QUE TPOR 2 CONDUCIRÁ TAMBIÉN A SATURACIÓN,
ENTREGANDO UNA CORRIENTE IC2 A LA PUERTA SUFICIENTE
PARA CEBARLO.
- RESUMIENDO:
- EL DISPARO DEL TRIAC EN QIII SE LOGRA MEDIANTE UNA
CORRIENTE IC2 CREADA POR IG EN LOS TRANSISTORES T1 Y T2.
CIRCUITO.
- EL TRIAC PERMITE EL CONTROL DE POTENCIA SOBRE LA ONDA
COMPLETA DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
- EL CIRCUITO DE DISPARO DEBE PERMITIR LA CONDUCCIÓN DE CORRIENTE EN AMBOS SENTIDOS
- LA FIGURA 2.29 MUESTRA UN CONTROL DE FASE DE ONDA COMPLETA CON RESISTENCIA VARIABLE.
- EL CIRCUITO ES SIMILAR AL DE DISPARO DE UN SCR UNICAMENTE SE LE HA SUPRIMIDO EL DIODO EN EL CIRCUITO DE PUERTA
PARA PERMITIR QUE FLUYA LA CORRIENTE DE PUERTA EN AMBAS DIRECCIONES.
- ESTE CIRCUITO TAN SENCILLO FORMADO POR R1 Y R2 PERMITE CONTROLAR EL DESFASAMIENTO DE VOLTAJE DE LA CARGA DEL
VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
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15. Figura 2.29 Control de Fase de Onda Completa con Resistencia Variable
- ESTE CONTROL DE FASE NO PUEDE EXTENDERSE MÁS DE 90° EN CADA SEMICICLO
- EL DISPARO DEL TRIAC SE PRODUCE EN LOS CUADRANTES I Y III.
- DURANTE EL SEMICICLO POSITIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN (Eac) LAS CONDICIONES
DE POLARIZACIÓN DEL TRIAC CORRESPONDEN AL CUADRANTE QI CON MT2 Y G POSITIVOS
CON RESPECTO A MT1.
- IG FLUYE EN SENTIDO HORARIO INTRODUCIÉNDOSE AL DISPOSITIVO.
- EL TRIAC SE DISPARA COMO UN SCR, TAN PRONTO LA CORRIENTE DE PUERTA ALCANCE EL VALOR DE LA CORRIENTE DE DISPARO
IGT.
- LA RAPIDEZ EN ALCANZAR IGT DEPENDE DE LOS VALORES DE R1 Y R2.
- CON R2 = 0, R1 DEBE SER LO SUFICIENTEMENTE PEQUEÑA PARA QUE IG ALCANCE EL VALOR DE DISPARO AL INICIO DEL SEMICICLO
POSITIVO DE Eac.
- EL TRIAC CONDUCE DURANTE TODO EL SEMICICLO POSITIVO (180°) AL MISMO TIEMPO R1 DEBE IMPEDIR QUE LA CORRIENTE DE
PUERTA CREZCA MÁS ALLÁ DEL MÁXIMO VALOR PERMISIBLE Y DAÑE EL DISPOSITIVO.
- CON R2 A SU MÁXIMO VALOR EL IG ALCANZA EL VALOR DE DISPARO CUANDO Eac ALCANCE SU MÁXIMA AMPLITUD, A LOS 90° DEL
SEMICICLO POSITIVO Y EL TRIAC CONDUCIRÁ SÓLO DURANTE LOS 90° RESTANTES.
- CON R2 DEMASIADO GRANDE IG NUNCA ALCANZA EL VALOR DE DISPARO Y EL TRIAC NO SE CEBA PERMANECIENDO BLOQUEADO.
- POR LO TANTO ESTE CIRCUITO DE DISPARO NO PUEDE BRINDAR UN CONTROL DE FASE MÁS ALLÁ DE 90° DE CADA SEMICICLO.
- DURANTE EL SEMICICLO NEGATIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, LAS CONDICIONES DE POLARIZACIÓN DEL TRIAC
CORRESPONDEN AL CUADRANTE QIII.
- TANTO MT2 COMO G SON NEGATIVOS CON RESPECTO A MT1 IG FLUYE EN SENTIDO ANTIHORARIO ALEJÁNDOSE DEL DISPOSITIVO.
- EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO ES EL MISMO QUE DURANTE EL SEMICICLO POSITIVO EXCEPTO POR EL MECANISMO INTERNO
DE CEBADO DEL TRIAC QUE CORRESPONDE AL CUADRANTE QIII QUE YA SE ESTUDIO.
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16. - LA RESISTENCIA FIJA R1 LIMITA LA MÁXIMA CORRIENTE DE PUERTA CUANDO R2 = 0, PERMITIENDO EL DISPARO DEL TRIAC AL
INICIO DEL SEMICICLO NEGATIVO.
- CON R2 A SU MÁXIMO VALOR EL DISPARO DEL TRIAC OCURRE CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN ALCANZA SU MÁXIMO
VALOR NEGATIVO A LOS 90° DEL SEMICICLO NEGATIVO (A LOS 270° DE LA ONDA DE VOLTAJE)
- COMO EL TRIAC SE DISPARA EN LOS CUADRANTES DE POLARIZACIÓN QI Y QIII SE ESPERA UN FUNCIONAMIENTO SIMÉTRICO EN
AMBAS POLARIDADES Y SE ESPERA QUE LOS ÁNGULOS DE DISPARO COINCIDAN PARA AMBOS SEMICICLOS.
- CON R2 = 0 EL TRIAC ENTREGA A LA CARGA EL 100% DE POTENCIA GENERADA
- CON R2 EN SU VALOR MÁXIMO, LA CARGA RECIBIRÁ EL 50% DE LA POTENCIA ENTREGADA POR LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN.
- ESTO DEMUESTRA QUE EL TRIAC, AL SER UN ELEMENTO BIDIRECCIONAL, PUEDE MANEJAR EL DOBLE DE LA POTENCIA QUE UN
SCR.
- LA FIGURA 2.30 MUESTRA LAS FORMAS DE ONDA QUE SE ESPERA QUE ESTE CIRCUITO PRODUZCA EN LA CORRIENTE DE PUERTA
(IG), EN EL VOLTAJE EN EL TRIAC (V2-1) Y EN LA CORRIENTE DE CARGA (IL) PARA LOS CASOS R2 MUY PEQUEÑA Y R2 MÁXIMA.
Figura 2.30 formas de onda en el TRIAC a) R2 baja, b) R2 máxima
- LA FIGURA 2.30 MUESTRA LAS FORMAS DE ONDA QUE SE ESPERA QUE ESTE
CIRCUITO PRODUZCA EN IG, EN EL VOLTAJE EN EL TRIAC (V2-1) Y EN LA CORRIENTE
DE CARGA (IL) PARA LOS VALORES DE R2 MÍNIMA Y MÁXIMA.
- SE OBSERVA QUE LA CORRIENTE DE PUERTA NO ES EN FORMA DE IMPULSOS, SINO
QUE ES SENOIDAL, SIGUIENDO LA ONDA DE VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN HASTA EL
MOMENTO DE DISPARO.
CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- LOS VALORES CALCULADOS SERÁN SÓLO REFERENCIAS QUE DEBERÁN AJUSTARSE
PARA LOGRAR EL FUNCIONAMIENTO DE CADA TRIAC EN PARTICULAR.
- EL TRIAC SELECCIONADO ES MAC 218-6 Y NOS BASAREMOS EN LAS
ESPECIFICACIONES DEL MANUAL MOTOROLA PARA TIRISTORES.
- LOS VALORES TÍPICOS SON:
16

17. - CORRIENTE MÁXIMA DE PUERTA IGTM = 4 A.
- CORRIENTE DE DISPARO, IGT: CUADRANTE I (MT2+, G+) IGT = 50 mA.
CUADRANTE III (MT2-, G-) IGT = 50 mA.
- CALCULO DE R1 CON R2 = 0, IG NO DEBE EXCEDER EL 60% DEL VALOR MÁXIMO ESPECIFICADO. ESTO ES:
IGM = 0.6 IGTM = (0.6)(4 A) = 2.4 A
- CON ESTE VALOR Y EL RMS DE Eac, SE OBTIENE R1 COMO SIGUE:
R1 = Eac,rms/IGM = (120 Vrms)/(2.4 A) = 50 Ω.
- VALOR COMERCIAL MÁS CERCANO QUE CUMPLE CON LA CONDICIÓN DE LA CORRIENTE MÁXIMA DE PUERTA ES 56 Ω.
- EL MANUAL G.E. SUGIERE UNA RESISTENCIA R1 = 100 Ω, SE RECOMIENDA USAR ESTE VALOR.
- PARA CALCULAR R2, SE CONSIDERA LA RESISTENCIA TOTAL DEL CIRCUITO DE PUERTA R1 + R2, PARA EFECTUAR EL DISPARO
CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN ALCANCE SU VALOR PICO EN LOS DOS SEMICICLOS. EL VALOR PICO DEL VOLTAJE DE
ALIMENTACIÓN ES:
EP = (1.41)Eac,rms = (1.41)(120 Vrms) = 170 V.
- PARA CALCULAR R2 SE CONSIDERA UN VALOR TÍPICO DE IGT = 25 mA.
EP = IGT(R1 + R2); EP/IGT = R1 + R2; R2 = (EP/IGT) = (170V/25 mA) – (100 A) = 6700 A
- SI SE EMPLEA COMO R2 UN POTENCIÓMETRO DE 5 KΩ NOS QUEDAMOS CORTOS EN EL CONTROL DE FASE DEL VOLTAJE EN LA
COMPUERTA NO LLEGANDO A 90°
- POR LO TANTO SE EMPLEARÁ UN POTENCIÓMETRO DE 10 KΩ Y SE AJUSTARÁ AL VALOR DESEADO.
EL DIAC Y EL DISPARO DEL TRIAC MEDIANTE UN DIAC (CONTROL DE FASE DE ONDA COMPLETA CON RED RC)
OBJETIVOS ESPECÍFICOS.
- ANALIZAR UN DISPOSITIVO DE DISPARO BIDIRECCIONAL: EL DIAC, Y COMPRENDA SUS CARACTERÍSTICAS Y PRINCIPIOS DE
OPERACIÓN.
- CONOCER UN CIRCUITO DE CONTROL DE PUERTA MÁS COMPLETO PARA EL CEBADO DEL TRIAC: UN CONTROL DE FASE DE ONDA
COMPLETA CON DOBLE RED RC; EN EL QUE SE UTILIZA EL DIAC COMO ELEMENTO DE DISPARO.
17

18. - COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE ESTE CIRCUITO Y OBSERVAR LAS VENTAJAS Y DESVENTAJAS QUE PRESENTA SOBRE LA
RED RESISTIVA SIMPLE DE LA PRÁCTICA ANTERIOR.
- OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE, LAS FORMAS DE ONDA DEL VOLTAJE EN LA CARGA; EN LOS
TERMINALES PRINCIPALES DEL TRIAC, Y EN EL CAPACITOR C2 DEL CIRCUITO DE DISPARO Y COMPARAR LOS RESULTADOS
OBSERVADOS EN EL EXPERIMENTO CON LOS CONCEPTOS TEÓRICOS QUE SE EXPONEN EN EL AULA.
EL DIAC.
MARCO TEÓRICO.
- LAS REDES RESISTIVAS TIENEN LA DESVENTAJA DE DEPENDER EN GRAN MEDIDA DE LAS CARACTERÍSTICAS ESPECÍFICAS DE
DISPARO DE CADA TIRISTOR.
- EL NIVEL DE POTENCIA EN EL CIRCUITO DE CONTROL ES ALTO DEBIDO A QUE TODA SU CORRIENTE DEBE FLUIR A TRAVÉS DE
RESISTENCIAS.
- LA CORRIENTE DE DISPARO SIGUE LA FORMA DE ONDA SENOIDAL DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
- EL DISPARO DE TIRISTORES MEDIANTE PULSOS DE CORRIENTE PUEDE ADAPTARSE A TOLERANCIAS AMPLIAS EN LAS
CARACTERÍSTICAS DE DISPARO.
- DEBIDO A QUE ESTE ATAQUE EN CORRIENTE EN CORRIENTE A LA COMPUERTA LA HACE SOBRECONDUCIR, GARANTIZANDO EL
CEBADO DE CUALQUIER TIRISTOR.
- SE HAN DESARROLLADO DIVERSOS DISPOSITIVOS DE DISPARO QUE GENERAN LOS PULSOS DE CORRIENTE DE PUERTA NECESARIOS
PARA CEBAR UN TIRISTOR.
- EXISTEN DISPOSITIVOS DE DISPARO UNILATERALES Y BILATERALES, ENCONTRÁNDOSE ENTRE ELLOS EL DIAC
- EL DIAC ES UN DIODO BIDIRECCIONAL DE DISPARO.
- ES UN ELEMENTO IDEAL EN CIRCUITOS DE CONTROL DE PUERTA EL TRIAC.
- PROPORCIONA PULSOS DE CORRIENTE A LA COMPUERTA DEL TIRISTOR GARANTIZANDO SU CEBADO INDEPENDIENTEMENTE DE
SUS CARACTERÍSTICAS DE DISPARO.
- POR SER UN ELEMENTO BIDIRECCIONAL, PERMITE EL CEBADO DEL TRIAC EN AMBAS POLARIDADES, CONCRETAMENTE EN LOS
CUADRANTES I Y III.
18

19. - LA FIGURA 2.31 MUESTRA LA ESTRUCTURA DE CAPAS P Y N, EL SÍMBOLO DEL CIRCUITO Y LA CURVA CARACTERÍSTICA VOLTAJE –
CORRIENTE DEL DIAC.
Figura 2.31 Estructura, Símbolo y Curva Característica Voltaje–
Corriente, del DIAC
- DE LA CURVA CARACTERÍSTICA SE OBSERVA QUE PARA
VOLTAJES POSITIVOS MENORES QUE EL VOLTAJE DE
RUPTURA DIRECTO (+VBO), EL DIAC PRÁCTICAMENTE NO
PERMITE EL FLUJO DE CORRIENTE.
- UNA VEZ QUE EL DIAC ALCANZA EL VOLTAJE DE
RUPTURA DIRECTO CONMUTA A CONDUCCIÓN Y LA
CORRIENTE AUMENTA RÁPIDAMENTE A LA VEZ QUE EL
VOLTAJE ENTRE TERMINALES DISMINUYE.
- EL SÚBITO AUMENTO DE CORRIENTE EXPLICA LA HABILIDAD DEL DIAC PARA PRODUCIR PULSOS DE CORRIENTE.
- EN LA REGIÓN DE VOLTAJE NEGATIVO, LA OPERACIÓN ES IDÉNTICA.
- CUANDO EL VOLTAJE INVERSO ES MENOR (EN REALIDAD MAYOR, MÁS POSITIVO) QUE EL VOLTAJE INVERSO DE RUPTURA (-VBO),
EL DIAC IMPIDE EL FLUJO DE CORRIENTE.
- CUANDO EL VOLTAJE APLICADO ALCANZA –VBO, EL DIAC CONMUTA A CONDUCCIÓN EN LA DIRECCIÓN OPUESTA PRODUCIÉNDOSE
UN PULSO DE CORRIENTE NEGATIVA.
- LOS DIACS SON RELATIVAMENTE ESTABLES CON LA TEMPERATURA Y PRESENTAN UNA PEQUEÑA TOLERANCIA ENTRE LOS
VOLTAJES DE RUPTURA DIRECTO E INVERSO, SIENDO LA DIFERENCIA TÍPICA ENTRE ELLOS DE MENOR A 1 VOLT.
- LO ANTERIOR PERMITE QUE EL CIRCUITO DE DISPARO MANTENGA PRÁCTICAMENTE IGUALES LOS ÁNGULOS DE DISPARO EN
AMBOS SEMICICLOS DEL VOLTAJE ALTERNO DE ALIMENTACIÓN.
- OTRA OBSERVACIÓN SOBRE LA CURVA, ES QUE EXHIBE UNA CARACTERÍSTICA DE RESISTENCIA NEGATIVA MÁS ALLÁ DE LA
CORRIENTE DE RUPTURA (IBO) EN AMBAS POLARIDADES, QUE SE EXTIENDE HACIA TODO EL RANGO DE OPERACIÓN DE
CORRIENTES UNA VEZ SUPERADA ESTA CORRIENTE DE RUPTURA.
19

20. - LA CARACTERÍSTICA DE RESISTENCIA NEGATIVA IMPLICA QUE EL DIAC NO SE LE APLICA EL CONCEPTO DE CORRIENTE DE
MANTENIMIENTO COMO SUCEDE CON EL SCR Y CON EL TRIAC.
- EL DIAC, COMO LA MAYORÍA DE LOS DISPOSITIVOS UTILIZADOS PARA PRODUCIR PULSOS DE DISPARO, OPERA DESCARGANDO UN
CAPACITOR HACIA LA PUERTA DEL TIRISTOR.
- LOS CIRCUITOS DE DISPARO QUE EMPLEAN DIAC’s NECESARIAMENTE REQUIEREN DE UNA RED RC COMO CIRCUITO DE CONTROL.
CIRCUITO.
- EL CIRCUITO QUE SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.32, REPRESENTA LA FORMA MÁS ELEMENTAL DE UN CONTROL DE FASE DE ONDA
COMPLETA QUE EMPLEAN DIAC’s PARA DISPARAR UN TRIAC.
Figura 2.32 Circuito básico DIAC – TRIAC para un Control de Fase de Onda Completa
- EN EL CIRCUITO EL DIAC GOBIERNA EL TRIAC QUE ALIMENTA EN
CORRIENTE ALTERNA A LA CARGA. LA POTENCIA QUE ÉSTA RECIBE
VARÍA CON EL ÁNGULO DE CONDUCCIÓN IMPUESTO POR LA
RESISTENCIA VARIABLE R2.
FUNCIONAMIENTO.
- SE APLICA EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, EN CUANTO SE PRESENTA
EL PRIMER SEMICICLO, EL CAPACITOR C1 EMPIEZA A CARGARSE A
TRAVÉS DE LA RESISTENCIA R1 + R2.
- CUANDO EN SU CARGA ALCANZA EL VOLTAJE DE RUPTURA DEL DIAC
(VBO ALREDEDOR DE 30 VOLTS), ESTE ÚLTIMO ENTRA EN CONDUCCIÓN Y C1 SE DESCARGA SOBRE LA PUERTA DEL TRIAC, QUE
ENTONCES SE DISPARA Y PERMITE EL FLUJO DE CORRIENTE HACIA LA CARGA.
- CUANTO MÁS BAJA ES R2, MENOR SERÁ LA CONSTANTE DE TIEMPO (RICI, CUANDO R2 =0) Y EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR
ALCANZARÁ MÁS RÁPIDAMENTE EL VALOR DE VOLTAJE DE RUPTURA DEL DIAC (VBO) Y EL DIAC SE DISPARARÁ PRONTO EN EL
SEMICICLO.
20

21. - INVERSAMENTE CUANTO MAYOR SEA LA RESISTENCIA EN SERIE (R2 MÁXIMA), LA CONSTANTE DE TIEMPO SERÁ MAYOR ((RI +
R2)C1); C1 TARDARÁ MÁS EN CARGARSE AL VOLTAJE DE RUPTURA DE L DIAC, Y EL TRIAC SE DISPARARÁ MÁS TARDE
ENTREGANDO MENOS CORRIENTE.
- LA OPERACIÓN DEL CIRCUITO DEBERÍA SER LA IDÉNTICA EN AMBOS SENTIDOS, PUESTO QUE EL DIAC ENTRA EN CONDUCCIÓN AL
MISMO VOLTAJE DE RUPTURA EN
OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON UJT.
OBJETIVOS ESPECÍFICOS.
- COMPRENDER LAS CARACTERÍSTICAS Y PRINCIPIOS DE OPERACIÓN DEL UJT.
- SER CAPAZ DE CALCULAR LOS PARÁMETROS DE UN OSCILADOR DE RELAJACIÓN QUE EMPLEA UN UJT DETERMINADO,
ATENDIENDO A LAS CARACTERÍSTICAS Y ESPECIFICACIONES DE ESTE ÚLTIMO.
- CONOCER OTRO DISPOSITIVO PARA EL DISPARO DE TIRISTORES.
- CONOCER Y COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE UNA APLICACIÓN BÁSICA DEL UJT EN CIRCUITOS DE CONTROL DE
COMPUERTA PARA TIRISTORES: EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN
- OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE, LAS FORMAS DE ONDA DE Vc Y VR3 (SEGÚN EL CIRCUITO QUE SE
PRESENTA), QUE ILUSTRAN LA OPERACIÓN DEL OSCILADOR DE RELAJACIÓN.
- DEDUCIR LAS VENTAJAS QUE PRESENTA LA APLICACIÓN DEL UJT EN CIRCUITOS DE DISPARO PARA EL SCR.
MARCO TEÓRICO.
- EL TRANSISTOR UNIJUNTURA (O TRANSISTOR MONOUNIÓN), CONOCIDO COMÚNMENTE POR SUS SIGLAS EN INGLÉS, UJT (DE
UNIJUNCTION TRANSISTOR; ES UN DISPOSITIVO DE TRES TERMINALES QUE TIENE LA CONSTRUCCIÓN BÁSICA DE LA FIGURA 2.33 a).
- UNA BARRA DE MATERIAL DE SILICIO TIPO N, LIGERAMENTE IMPURIFICADO (CON CARACTERÍSTICAS DE MAYOR RESISTENCIA),
TIENE DOS CONTACTOS DE BASE UNIDOS A AMBOS EXTREMOS DE UNA SUPERFICIE, Y UNA BARRA DE ALUMINIO ALEADA EN LA
SUPERFICIE OPUESTA.
- EN LA FRONTERA ENTRE LA BARRA DE ALUMINIO Y LA BARRA DE SILICIO TIPO N, SE FORMA LA ÚNICA UNIÓN PN DEL
DISPOSITIVO (DE AHÍ SU NOMBRE).
21

22. B2 B2 (Base 2)
E Contactos
óhmicos
Barra de Aluminio de base E (Emisor)
(material tipo P)
B1 B1(Base 1)
Barra de Silicio tipo n
De alta resistividad (a) (b)
Figura 2.33 a) Construcción básica del Transistor Monounión (UJT).
b) Símbolo del circuito
- EN LA FIGURA 2.33 LA BARRA DE ALUMINIO ESTÁ ALEADA A LA BARRA DE SILICIO EN UN PUNTO MÁS CERCANO AL CONTACTO DE
BASE 2 QUE AL CONTACTO DE BASE 1.
- LA FIGURA 2.33 b) MUESTRA EL SÍMBOLO DEL CIRCUITO DEL UJT. EL TERMINAL DE EMISOR (E) ESTÁ DIBUJADO EN ÁNGULO CON
RELACIÓN A LA LÍNEA VERTICAL QUE REPRESENTA LA BARRA DEL MATERIAL TIPO N PARA DIFERENCIAR EL SÍMBOLO DEL UJT
DEL SÍMBOLO DEL FET.
- LA PUNTA DE FLECHA INDICA EL SENTIDO DEL FLUJO DE CORRIENTE CUANDO EL DISPOSITIVO ESTÁ POLARIZADO
DIRECTAMENTE, EN ESTADO DE CONDUCCIÓN.
- LA FIGURA 2.34 MUESTRA EL CIRCUITO EQUIVALENTE DEL UJT, CONSISTENTE, SIMPLEMENTE, EN DOS RESISTORES (UNI FIJO Y
OTRO VARIABLE) Y UN DIODO. TAMBIÉN MUESTRA LAS CONDICIONES DE POLARIZACIÓN NECESARIAS PARA LA CONDUCCIÓN.
22

23. Figura 2.34 Circuito equivalente del UJT y condiciones de polarización
- RB1 SE REPRESENTA COMO UNA RESISTENCIA VARIABLE
DEBIDO A QUE SU MAGNITUD VARÍA CON LA CORRIENTE IE.
- RB1 PUEDE VARIAR DE 5 kΩ A 50 Ω PARA UN CAMBIO
CORRESPONDIENTE DE IE DE 0 A 50 μA.
- LA RESISTENCIA DE INTERBASE, RBB, ES LA RESISTENCIA DEL
DISPOSITIVO ENTRE LAS TERMINALES B1 Y B2 CUANDO LA
CORRIENTE IE = 0. EN FORMA DE ECUACIÓN:
RBB = (RB1 + RB2) (POR LO GENERAL, 4 kΩ < RBB < 10 kΩ)
- LA MAGNITUD DEL VOLTAJE EN LA RESISTENCIA DE BASE 1,
VRB1(C0N IE = 0), SE DETERMINA MEDIANTE UN SIMPLE DIVISOR
DE VOLTAJE, DE LA FORMA SIGUIENTE:
VRB1 = (RB1 X VBB) / (RB1 + RB2) = ηVBB
- η (ETA) SE DENOMINA RAZÓN DE APAGADO INTRÍNSECA DEL DISPOSITIVO Y SE DEFINE MEDIANTE:
η = RB1/(RB1 + RB2) =RB1/RBB
- DE ACUERDO A LA FIGURA 2.32, EL DIODO (POR CONSIGUIENTE EL UJT) SE DISPARARÁ CUANDO VE SEA MAYOR A VRB1 = ηVBB POR
LA CAÍDA DE VOLTAJE DIRECTO DEL DIODO, VD = 0.5V. ENTONCES LA CORRIENTE IE CIRCULARÁ A TRAVÉS DE RB1. ASÍ PUES, EL
VOLTAJE DE DISPARO DE EMISOR ESTÁ DADO POR:
VP = ηVBB + VD
- SI VE ES < VP, EL EMISOR ESTARÁ POLARIZADO INVERSAMENTE, Y SÓLO CIRCULARÁ UNA CORRIENTE PEQUEÑA INVERSA DE FUGA,
IE0 (DEL ORDEN DE UNOS CUANTOS MICROAMPERES).
- LA FIGURA 2.35 MUESTRA LA CURVA CARACTERÍSTICA DE UN UJT TÍPICO.
- PARA VOLTAJES DE EMISOR A LA IZQUIERDA DEL PUNTO PICO, LA MAGNITUD DE IE NUNCA ES MAYOR QUE IE0.
Figura 2.35 Curva característica de Emisor del UJT
- ESTA REGIÓN A LA IZQUIERDA DEL PUNTO PICO DE DENOMINA REGIÓN DE CORTE.
23

24. - UNA VEZ QUE SE ESTABLECE LA CONDUCCIÓN EN VE = VP, VE
DISMINUIRÁ MIENTRAS QUE IE AUMENTA.
- ESTO CORRESPONDE EXACTAMENTE A LA RESISTENCIA DECRECIENTE
RB1 A LA CORRIENTE CRECIENTE IE.ES DECIR QUE EL UJT TIENE UNA
REGIÓN DE RESISTENCIA NEGATIVA
- A LA LARGA, SE ALCANZARÁ EL PUNTO VALLE Y CUALQUIER
INCREMENTO ADICIONAL DE IE PONDRÁ AL DISPOSITIVO EN LA REGIÓN
DE SATURACIÓN.
- LA DISMINUCIÓN DE RESISTENCIA RB1 EN LA REGIÓN ACTIVA SE DEBE A
LOS HUECOS INYECTADOS EN LA BARRA TIPO N DESDE LA BARRA DE
ALUMINIO TIPO P (Figura 2.33 a)) CUANDO SE ESTABLECE LA
CONDUCCIÓN.
- EL INCREMENTO DE HUECOS EN EL MATERIAL TIPO N PRODUCIRÁ UN AUMENTO EN EL
NÚMERO DE ELECTRONES LIBRES, LO QUE CAUSARÁ UN INCREMENTO EN LA
CONDUCTIVIDAD (G) Y UNA DISMINUCIÓN CORRESPONDIENTE EN LA RESISTENCIA (R =
1/G).
- LAS CURVAS CARACTERÍSTICAS DE EMISOR COMO APARECEN NORMALMENTE SE
PRESENTAN EN LA FIGURA 2.36.
- NO SE OBSERVA IE0 (μA) PUESTO QUE LA ESCALA DE CORRIENTE ESTÁ EN MILIAMPERES.
- LA INTERSECCIÓN DE CADA CURVA CON EL EJE VERTICAL ES EL VALOR
CORRESPONDIENTE DE VP.
- LA MAGNITUD DE VP VARÍA EN PROPORCIÓN DIRECTA A LA VARIACIÓN DE VBB Y VD
COMO SE ESTABLECIÓ ANTERIORMENTE.
- LAS CURVAS DE LA FIGURA 2.36 CORRESPONDEN A UN UJT DEL TIPO 2N2646, QUE ES EL
QUE SE UTILIZARÁ EN ESTA PRÁCTICA.
Figura 2.36 Características de Emisor para un UJT 2N2646
24

25. CIRCUITO.
- LA APLICACIÓN COMÚN DEL UJT ES EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN DE LA FIGURA 2.37 a). ESTE CIRCUITO SE APLICA COMO
CIRCUITO DE DISPARO PARA EL SCR.
Figura 2.37. a) Oscilador de Relajación con UJT. b) Circuito
equivalente cuando el UJT está en conducción.
- EL RESISTOR RE DEBE ELEGIRSE DE TAL MANERA
QUE SU RECTA DE CARGA PASE POR LA
CARACTERÍSTICA DEL UJT EN LA REGIÓN DE
RESISTENCIA NEGATIVA; ES DECIR A LA DERECHA
DEL PUNTO PICO PERO A LA IZQUIERDA DEL PUNTO
VALLE COMO SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.35
- SI LA RECTA DE CARGA NO PASA A LA DERECHA
DEL PUNTO PICO, EL UJT NO SE DISPARARÁ.
- SE PUEDE ESTABLECER UNA ECUACIÓN PARA RE
QUE ASEGURE UNA CONDICIÓN DE CONDUCCIÓN SI CONSIDERAMOS EL PUNTO PICO, EN EL QUE IRE = IP Y VE = VP.
- LA IGUALDAD IRE = IP ES VÁLIDA PORQUE EN EL INSTANTE PARTICULAR EN EL QUE EL CAPACITOR ESTÁ CAMBIANDO DE UN
ESTADO DE CARGA A UNO DE DESCARGA, LA CORRIENTE DE CARGA DE CAPACITOR ES CERO. POR LO TANTO:
VE = Vin – VREIRE , DE DONDE RE = (Vin – Vp)/IP, EN EL PUNTO PICO.
- ASÍ PUES, PARA ASEGURAR EL DISPARO:
Re < (Vin – VP)/IP. EN EL PUNTO VALLE, IE = IV Y VE = VV, POR LO QUE:
VE = Vin – REIRE SE CONVIERTE EN VV = Vin - REIV Y
RE = (Vin – VV)/IV O, PARA ASEGURAR EL CORTE: RE > (Vin – VV)/IV
- EN CONSECUENCIA, EL RANGO DE RE ESTÁ LIMITADO POR:
(Vin – Vv)/IV < RE < (Vin – VP)/IP
- LA η DE UN UJT TIENDE A DECRECER CON EL AUMENTO DE TEMPERATURA
25

26. - RBB TIENDE A CRECER CON AUMENTOS EN LA TEMPERATURA
- R2 ES CONSTANTE CON CAMBIOS EN LA TEMPERATURA Y SU VALOR ES CORRECTAMENTE ELEGIDO. ESTOS DOS EFECTOS (η Y RBB
VARIABLES CON CAMBIOS EN LA TEMPERATURA) TIENDEN A CANCELARSE.
- LA ECUACIÓN SIGUIENTE PROPORCIONA UN VALOR APROXIMADO DE R2 PARA UN UJT 2N2646.
R2 = 10000/ηVin (8)
- LA RESISTENCIA R1 GENERALMENTE SE LIMITA A A UN VALOR DE 100 Ω Ó MENOR.
- VR1 DURANTE EL PERÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR CE (CON IE = 0), SE DETERMINA MEDIANTE UN SIMPLE DIVISOR DE VOLTAJE,
QUE DE ACUERDO A LA FIGURA 2.37 b), SERÁ:
VR1= (R1 Vin)/(R1+R2+RBB) (9)
- CE DETERMINARÁ EL INTERVALO ENTRE LOS PULSOS DE DISPARO Y LA DURACIÓN DE CADA PULSO.
- AL INSTANTE EN QUE SE APLICA EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN DE CD, VIN, EL CAPACITOR CE SE CARGARÁ A ESTE VOLTAJE (Vin)
DESDE VV CON UNA CONSTANTE DE TIEMPO T = RECE, COMO SE MUESTRA EN LAS
FORMAS DE ONDA DE LA FIGURA 2.38.
- LA ECUACIÓN GENERAL PARA EL PERÍODO DE CARGA, ES:
VC = VV + (Vin – VV)(1 – e-t/RECE
) (10)
- COMO SE VE EN LA FIGURA 2.38, EL VOLTAJE A TRAVÉS DE R1 ESTÁ DETERMINADO
POR LA ECUACIÓN (9) DURANTE ESTE PERÍODO DE CARGA.
- CUANDO VC = VE = VP, EL UJT ENTRARÁ AL ESTADO DE CONDUCCIÓN Y EL
CAPACITOR SE DESCARGA A TRAVÉS DE RB1 Y R1 A UNA RAZÓN DETERMINADA
POR LA CONSTANTE DE TIEMPO T = (RB1 + R1)CE.
- LA ECUACIÓN DE DESCARGA PARA EL VOLTAJE VC = VE ES LA SIGUIENTE:
VC = VPe-t/(RB1+R1)CE
(11)
Figura 2.38 Formas de onda de los períodos de carga y descarga del oscilador de relajación de la
Figura 2.37 a)
26

27. - LA ECUACIÓN (11) ES UN POCO COMPLICADA POR EL HECHO DE QUE RB1 DISMINUIRÁ CONFORME IE CREZCA Y LOS OTROS
ELEMENTOS DE LA RED TALES COMO RE, R2 Y Vin, AFECTARÁN LA RELACIÓN DE DESCARGA Y EL NIVEL FINAL.
- LAS MAGNITUDES DE LOS RESISTORES RE , R2 Y RB2 AFECTAN MUY POCO A LA RED DE THÉVENIN ALREDEDOR DEL CAPACITOR,
COMO EN LA RED EQUIVALENTE REDUCIDA DE LA FIGURA 4.7.
Figura 2.39 Red equivalente reducida cuando el UJT entra en conducción
- ESTE CIRCUITO EQUIVALENTE REDUCIDO PARA A FASE DE DESCARGA
DEL CAPACITOR CE, PRODUCIRÁ LA SIGUIENTE APROXIMACIÓN PARA
EL VALOR FIJO DE VR1:
VR1 = R1(VP – 0.5)/(R1 + RB1) (12)
- EL PERÍODO DE CARGA t1 DE LA FIGURA (2.38) SE PUEDE DETERMINAR A
PARTIR DE LA ECUACIÓN (10)
VC(carga) = VV + (Vin – VV)(1 – e-t/RECE
) = VV + Vin – VV – (Vin – VV)e-t/RECE
= Vin – (Vin –
VV )e-t/RECE
CUANDO VC = VP, t = t1 y Vp = Vin – (Vin – VV)e-t1/RECE
, DE DONDE:
(VP – Vin)/(Vin – VV) = - e-t1/RECE
Y
e-t1/RECE
= (Vin
– Vp)/(Vin – VV)
- EMPLEANDO LOGARITMOS, SE TIENE:
ln e-t1/RECE
= ln(Vin – VP)/(Vin – VV); (– t1/ RECE) = ln(Vin – VP)/(Vin – VV)
DE DONDE:
t1 = RECEln(Vin – VV)/(Vin – VP) (13)
- PARA EL PERÍODO DE DESCARGA, EL TIEMPO ENTRE t1 Y t2 PUEDE DETERMINARSE A PARTIR DE LA
- ECUACIÓN (11):
VC(descarga) = VPe-t/(RB1 +R1)CE
; AL ESTABLECER t1 COMO t = 0, SE OBTIENE:
VC = VV a t = t2 , ASÍ:
VV = VP e-t2/(RB1 + R1)CE
; e-t2/(RB1 + R1)CE
= (VV/VP)
27

28. - USANDO LOGARITMOS, SE OBTIENE:
(– t2/RB1 + R1)CE) = ln(VV/VP); DE DONDE:
t2 = (RB1 + R1)CEln(VP – Vv) (14)
- EL PERÍODO DE UN CICLO COMPLETO SE DEFINE COMO T EN LA FIGURA 2.38. ESTO ES:
T = t1 + t2 (15)
- Y EL PERÍODO DE OSCILACIÓN ES:
f(osc) = 1/T (16)
- COMO t1 >> t2, T = t1 = RECE ln((Vin – VV)/(Vin – VP)); TAMBIÉN, Vin >> VV, POR LO TANTO:
T = t1 = RECE ln(Vin/(Vin – Vp)) = RECE ln(1/(1 – (VP/Vin)))
- PERO, SEGÚN LA ECUACIÓN (4), SI IGNORAMOS VD, η = VP/Vin. ASÍ:
T = RECE ln(1/1 - η) (17)
Y f = 1/(RECE ln(1/(1 - η))) (18)
CALCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- NOS BASAREMOS EN LAS ESPECIFICACIONES QUE PARA EL UJT 2N2646 PROPORCIONA EL MANUAL MOTOROLA DE TIRISTORES.
- EL 2N2646 TIENE UNA PRESENTACIÓN EN CÁPSULA TO – 18, QUE ES DIFÍCIL DE CONSEGUIR; PERO TIENE UN SUSTITUTO EN
PRESENTACIÓN TO – 92 QUE ES MÁS COMÚN DE ENCONTRAR. SE TRATA DEL MU2646 (PRESENTACIÓN SIMILAR A LA DE LOS
TRANSISTORES BC).
- LOS DATOS MÁS CARACTERÍSTICOS DEL 2N2646 (MU2646):
(mín) (típico) (máx)
Voltaje de Interbase Máximo VBB 35.00 V
Razón Intrínseca de Apagado η 0.56 (0.65) 0.75
Resistencia de Interbase RBB 4.70 7.00 9.10 kΩ
Voltaje de Saturación de Emisor VE(sat) 3.50 V
Corriente de Emisor de Punto Pico IP 1.00 5.00 μA
Corriente de Punto Valle IV 4.00 6.00 mA
28

29. - PARA SELECCIONAR LOS VALORES DE CE, R1 Y R2, ESTOS SE ESCOGEN EN BASE A CONSIDERACIONES QUE HACE EL MANUAL DEL
SCR, DE GENERAL ELECTRIC.
- PARA R2 SUGIERE UN VALOR DE 100 Ω; PARA EL CAPACITOR CE = 0.1 μF Y PARA R1 = 100 Ω.
- PARA R1 = 100 Ω, SE SUGIERE UN VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN CD Vin = 20 Vcd. ESTE VALOR ES MENOR QUE EL VOLTAJE DE
INTERBASE MÁXIMO ESPECIFICADO, QUE ES DE 35 V.
- PARA LA RELACIÓN INTRÍNSECA η, SE TOMARÁ UN VALOR DE 0.65
- PARA EL VALOR DEL VOLTAJE DE EMISOR EN EL PUNTO VALLE, VV, EL MANUAL DEL SCR CONSIDERA UN VALOR VV = 2V.
- CON LAS CONSIDERACIONES HECHAS ANTERIORMENTE SE PROCEDE A CALCULAR LOS VALORES DE RE, DEL VOLTAJE DE PUNTO
PICO (VP), DEL VOLTAJE EN LA RESISTENCIA R1 DURANTE LOS PERÍODOS DE CARGA Y DESCARGA (QUE FORMAN EL PULSO DE
SALIDA); ASÍ COMO EL PERIODO DEL PULSO (T) Y LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN (f).
- EN PRIMER LUGAR, CALCULAREMOS LOS VALORES DE LAS RESISTENCIAS DE BASE INTERNAS (RB1 Y RB2), CONSIDERANDO UN
VALOR TÍPICO DE RESISTENCIA INTERBASE RBB = 7 kΩ.
η = RB1/(RB1 + RB2) = RB1/RBB; DE DONDE:
RB1 = ηRBB = (0.65)(7 kΩ) = 4.55 kΩ
COMO RBB = RB1 + RB2; ENTONCES
RB2 = RBB – RB1 = (7 kΩ) – (4.55 kΩ) = 2.45 kΩ
- CON ESTOS VALORES, SE PUEDE CALCULAR EL VOLTAJE DE PICO VP
- REFIRIÉNDOSE A LA RED EQUIVALENTE, CONSIDERANDO VC = VP Y LA CORRIENTE EN EL EMISOR IE = 0, UN INSTANTE ANTES DEL
DISPARO DEL UJT, SE TIENE:
VP = VD + ((RB1 + R1)Vin)/(R2 + RBB + R1)
SUSTITUYENDO VALORES:
VP = (0.5V) + ((4.55 kΩ + 100 Ω)20 V)/(100 Ω + 7 kΩ + 100 Ω) = 13.42 V
- AHORA SE PUEDEN CALCULAR LOS VALORES DEL VOLTAJE EN LA RESISTENCIA R1 DURANTE LOS PERÍODOS DE CARGA Y
DESCARGA DEL CAPACITOR. ESTOS VALORES FORMAN EL PULSO DE SALIDA DEL OSCILADOR CUANDO LA CORRIENTE DEL EMISOR
IE = 0.
29

30. VR1(carga) = R1Vin/(R1 + R2 + RBB) = (100 Ω)(20 V)/(100 Ω + 100 Ω + 7 kΩ) = 0.28 V.
- PARA CALCULAR VR1 EN EL PERÍODO DE DESCARGA EN EL QUE LA CORRIENTE DE EMISOR, IE CRECE SÚBITAMENTE, LA
RESISTENCIA DE INTERBASE INTERNA RB1 DECRECE TAMBIÉN RÁPIDAMENTE.
- SE CONSIDERARÁ UN VALOR DE RB1 = 100 Ω DURANTE LA DESCARGA DEL CAPACITOR.
VR1(descarga) = (R1(VP – 0.5))/(R1 + RB1) = (100 Ω(13.42 – 0.5))/100 Ω + 100 Ω) = 6.46 V.
- QUE ES EL VALOR PICO DEL PULSO DE SALIDA.
- PARA EL CALCULO DE LA RESISTENCIA DE EMISOR , RE, SE PROCEDE COMO SIGUE:
RE(máx) < (Vin – VP)/IP
RE(máx) < (20 V – 13.42 V)/(1 μA)
RE(máx) < 6.58 MΩ
RE(min) > (Vin – VV)/IV
RE(min) > (20 V – 2 V)/6 Ma
RE(min) > 3 kΩ
- EN GENERAL EL VALOR DE LA RESISTENCIA DE EMISOR RE SE LIMITA ENTRE 3 kΩ Y 3 MΩ (DE ACUERDO AL MANUAL DEL SCR, DE
GENERAL ELECTRIC); EL VALOR CALCULADO DE RE = 6.58 MΩ REBASA POR MUCHO EL LÍMITE SUPERIOR ESTABLECIDO DE 3 MΩ.
-
- SI SE TOMA EN CUENTA QUE UN OSCILADOR DE RELAJACIÓN PUEDE EMPLEARSE PARA DISPARAR SCR’s Y TRIAC’s EN REDES QUE
SE ALIMENTAN CON VOLTAJES ALTERNOS DE 60 Hz DE FRECUENCIA Y QUE SE PRETENDE UN CONTROL DE FASE DE 180° EN CADA
SEMICICLO, ENTONCES, LA CONSTANTE DE TIEMPO DEL CAPACITOR DE EMISOR (T = RECE) DEBE SER DEL ORDEN DE 8.33 ms, QUE ES
LA MITAD DE UN PERÍODO DE UNA ONDA DE 60 Hz DE FRECUENCIA, POR LO TANTO.
T = RECE = 8.33 ms; RE = (8.33 ms)/(0.1 μF) = 83 kΩ
- POR LO TANTO, LA RESISTENCIA MÁXIMA DEL EMISOR SERÁ DEL ORDEN DE 1000 kΩ.
30

31. - SE PUEDE HACER UNA MODIFICACIÓN AL CIRCUITO, CONSIDERANDO A RE COMO UN ARREGLO EN SERIE CON UNA RESISTENCIA
FIJA (RE mïn = 3.3 kΩ) Y UNA RESISTENCIA VARIABLE (RE mäx = 100 kΩ) COMO SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.40 CON LOS VALORES
COMERCIALES MÁS CERCANOS A LOS CALCULADOS.
- CONSIDERANDO LOS VALORES MÁXIMO Y MÍNIMO DE RE, SE CALCULA EL RANGO ENTRE EL QUE PUEDE VARIAR EL PERÍODO DE
LOS PULSOS DE SALIDA Y LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN.
RESULTADOS ESPERADOS
- EL PERÍODO DE LOS PULSOS DE DISPARO SE GENERAN EN LA RESISTENCIA R1.
- CUANDO LA RESISTENCIA DE EMISOR ES MÍNIMA, EL TIEMPO DE CARGA ES:
( CON RE mín) t1 = RECEln(Vin – Vv)/(Vin – Vp) = (3.3 kΩ)(0.1μF)ln((20 –2)/(20 – 13.42)) = 0.322 ms
- CUANDO LA RESISTENCIA DE EMISOR SEA MÁXIMA
(CON RE máx) t1 = (83 kΩ)(0.1μF)ln((20 – 2)/(20 – 13.42)) = 8.35 ms
Figura 2.40 Circuito del “Oscilador de Relajación con UJT”
- DE ESTÁ FORMA EL TIEMPO DE CARGA DEL CAPACITOR
PODRÁ VARIAR DENTRO DEL RANGO:
0.332Ms <= t1 <= 8.35 ms
- EL TIEMPO DE DESCARGA DEL CAPACITOR, t2, NO
VARÍA, PUES NO DEPENDE DEL VALOR DE LA
RESISTENCIA DE EMISOR. PARA ESTE CÁLCULO,
EMPLEAMOS LA ECUACIÓN (14), CONSIDERANDO QUE
LA RESISTENCIA INTERNA DE BASE 1 CAE A UN VALOR
DE RB1 = 100 Ω.
t2 = (R1 + RB1)CE ln(Vp/Vv) = (100 Ω + 100 Ω)(0.1 μF)ln(13.42 V/2 V) = 38 μs
- ASÍ, EL PERÍODO DE PULSOS DE DISPARO PUEDE VARÍAR ENTRE LOS SIGUIENTES VALORES.
31

32. T = t1 + t2 = (0.332 ms) + (38 μs) = 0.370 ms
Y
T = (8.35 ms) + (38 μs) = 8.39 ms 0.370 ms <= T <= 8.39 ms
- Y LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN, f = 1/T, VARIARÁ ENTRE:
F = 1/(0.370 ms) = 2.7 kHz Y f = 1/(8.39 ms) = 120 Hz.
2.7 kHz >= fosc >= 120 Hz
- CON ESTOS DATOS Y LOS OBTENIDOS ANTERIORMENTE PARA EL VOLTAJE VR1 EN LOS PERÍODOS DE CARGA Y DESCARGA, SE
PUEDEN GRAFICAR LAS FORMAS DE ONDA QUE SE ESPERA
OBTENER EN EL CIRCUITO.
- LA FIGURA 2.41 MUESTRA LAS FORMAS DE ONDA DE VC Y VR1 PARA
EL CASO EN QUE LA RESISTENCIA DE EMISOR ES MÁXIMA.
Figura 2.41 Formas de Onda resultantes de VC y VR1 para el oscilador de relajación
de la Figura 2.40
- ENSEGUIDA HAY QUE PROCEDER A LA REALIZACIÓN DE LA
PRÁCTICA.
MATERIAL Y EQUIPO
PARA EL CIRCUITO:
RE = 3.3 kΩ, ½ W EN SERIE CON UN POTENCIÓMETRO DE 100 kΩ.
CE = 0.1 μF, 25V; CAPACITOR CERÁMICO DE DISCO.
R2 = 100 Ω, 1/ 2 W.
R1 = 100 Ω, 1/2 W.
32

33. UJT: 2N2646 ó MU2646.
Protoboard.
EQUIPO E INSTRUMENTOS.
ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO: FUENTE DE VOLTAJE DC REGULABLE AJUSTADA A 20 V.
OSCILOSCOPIO DE DOS CANALES CON SUS RESPECTIVAS PUNTAS DE PRUEBA.
ALIMENTACIÓN DEL OSCILOSCOPIO: FUENTE DE VOLTAJE AC, 120 Vrms, 60 Hz.
ADAPTADOR 3 A 2 PARA EL OSCILOSCOPIO.
MULTÍMETRO.
PROCEDIMIENTO.
• ARME EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.40
• IDENTIFIQUE PERFECTAMENTE LAS TERMINALES DEL UJT Y CONÉCTELO CORRECTAMENTE.
• PARA CONECTAR EL UJT CONSULTE LAS HOJAS DE ESPECIFICACIONES.
• AL ENERGIZAR EL OSCILOSCOPIO USE EL ADAPTADOR 3 A 2 PARA ELIMINAR LA TIERRA FÍSICA
• LAS MEDICIONES DE VOLTAJE ESTARÁN REFERIDAS AL NEGATIVO DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN.
• ESCOJA LAS ESCALAS ADECUADAS EN EL OSCILOSCOPIO DE VOLTAJE Y TIEMPO
• LOS VOLTAJES MEDIDOS SON DE CORRIENTE DIRECTA Y EL VALOR MÁXIMO ES DE Vin =20 Vcd
• EN CUANTO A LA ESCALA DE TIEMPO, EL PERÍODO DE LOS PULSOS DE DISPARO PUEDE VARIAR ENTRE 0.37 ms Y 8.39 ms.
• PARA ALIMENTAR AL CIRCUITO, AJUSTE LA FUENTE REGULABLE DE VOLTAJE DC A 20V Y, ENTONCES, CONÉCTELA AL CIRCUITO,
COMO INDICA LA FIGURA 2.40.
PRUEBAS Y MEDICIONES.
1. EN UN CANAL DEL OSCILOSCOPIO OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR, VC. LA PUNTA DEL
OSCILOSCOPIO DEBE CONECTARSE RESPETANDO LA POLARIDAD, PUES ESTE VOLTAJE (COMO TODOS EN EL CIRCUITO) ES DE
CORRIENTE DIRECTA. ESTA MEDICIÓN PERMITIRÁ APRECIAR LOS PERÍODOS DE CARGA Y DESCARGA DEL CAPACITOR DE EMISOR,
Y COMO VARÍAN AL AUMENTAR LA RESISTENCIA VARIABLE DE RE DESDE 0 OHMS.
33

34. 2. EN EL OTRO CANAL HACIENDO USO DE LA FUNCIÓN “CHOP”, SE OBSERVA SIMULTÁNEAMENTE, LOS PULSOS DE DISPARO QUE SE
GENERAN EN R1. LA PUNTA DEBE CONECTARSE EN LA FORMA QUE SE INDICA EN LA FIGURA.
ESTAS DOS MEDICIONES ILUSTRAN EL FUNCIONAMIENTO DEL OSCILADOR DE RELAJACIÓN.
3. ELABORAR EL REPORTE DE LA PRÁCTICA, SIMULANDO EN EL PAQUETE DE COMPUTACIÓN SPICE LOS PARÁMETROS DE VOLTAJE
PICO AL QUE SE CARGA EL CAPACITOR, VOLTAJE VALLE, A PARTIR DEL CUAL COMIENZA A CARGARSE EL CAPACITOR; VALOR
PICO DE LOS PULSOS DE DISPARO; TIEMPOS DE CARGA Y DESCARGA DEL CAPACITOR; PERÍODO DE LOS PULSOS DE DISPARO.
ADEMÁS, ELVALOR MÁXIMO DE LA RESISTENCIA VARIABLE PARA LA CUAL EL CAPACITOR LLEGA A CARGARSE AL VOLTAJE PICO.
4. COMPARAR LOS VALORES OBTENIDOS EN LA SIMULACIÓN CON LOS OBTENIDOS EN EL LABORATORIO.
5. ES MUY IMPORTANTE REPORTAR LAS OBSERVACIONES Y CONCLUSIONES.
BIBLIOGRAFÍA.
- Electrónica Industrial: Dispositivos y Sistemas. TIMOTHY MALONEY. Prentice – Hall.
- Electrónica: Teoría de Circuitos. ROBERT BOYLESTAD y LOUIS NASHELSKY. Prentice – Hall.
- SCR Manual. General Electric.
OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON PUT.
OBJETIVOS:
• CONOCER OTRO DISPOSITIVO DE DISPARO PARA TIRISTORES: EL PUT Y COMPRENDER SUS CARACTERÍSTICAS DE
FUNCIONAMIENTO DEL DISPOSITIVO Y PRINCIPIOS DE OPERACIÓN.
• CONOCER UNA APLICACIÓN BÁSICA DEL PUT, EN UN OSCILADOR DE RELAJACIÓN, Y COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE ESTE
CIRCUITO.
• SER CAPAZ DE CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON PUT, EN BASE AL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN
DEL QUE SE DISPONE Y/O A LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN QUE SE REQUIERA; ATENDIENDO A LAS CARACTERÍSTICAS Y
ESPECIFICACIONES DEL DISPOSITIVO (PUT) UTILIZADO.
• ESTABLECER UNA COMPARACIÓN ENTRE EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON PUT, QUE SE PRESENTA EN ESTA PARTE DEL CURSO,
Y EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON UJT, ESTUDIADO ANTERIORMENTE, ADVIRTIENDO LAS VENTAJAS Y DESVENTAJAS DE CADA
UNO RESPECTO AL OTRO.
34

35. • OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE, LAS FORMAS DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR (Vc); DEL
VOLTAJE DE PUERTA (VG); Y DE LOS PULSOS DE SALIDA DEL CÁTODO (VK).
MARCO TEÓRICO.
- EL NOMBRE DE TRANSISTOR MONOUNIÓN PROGRAMABLE, PUT (PROGRAMMABLE UNIJUNCTON TRANSISTOR). SUGIERE UNA
SEMEJANZA CON EL UJT, TRANSISTOR MONOUNIÓN ESTUDIADO ANTERIORMENTE.
- LAS CARACTERÍSTICAS CORRIENTE – VOLTAJE Y LAS APLICACIONES DE CADA UNO SON MUY SIMILARES. LA APLICACIÓN DE
AMBOS ES EN CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES, AL IGUAL QUE EL DIAC, QUE SE ESTUDIO ANTERIORMENTE.
- LA CONSTRUCCIÓN Y OPERACIÓN DEL PUT ES DIFERENTE A LA DEL UJT.
- LA FIGURA 2.41 MUESTRA LA ESTRUCTURA DE CAPAS (a), EL SÍMBOLO DEL CIRCUITO Y EL ARREGLO BÁSICO DE POLARIZACIÓN (b),
PARA EL PUT
Figura 2.41 a) Estructura de capas semiconductoras, y b) símbolo
de circuito y arreglo básico de polarización, del PUT
- EL PUT ES UN DISPOSITIVO PNPN DE CUATRO CAPAS
CON UNA COMPUERTA CONECTADA A LA CAPA TIPO
N EMPAREDADA, QUE ES UNA ESTRUCTURA
PARECIDA A LA DEL SCR, CON LA DIFERENCIA QUE
LA COMPUERTA DEL SCR ESTÁ CONECTADA A LA
CAPA TIPOP EMPAREDADA.
- EL SÍMBOLO DEL CIRCUITO DEL PUT Y EL ARREGLO
DE POLARIZACIÓN BÁSICO, SUGIERE OTRA
SEMEJANZA CON EL SCR. DE HECHO, AL PUT TAMBIÉN SE LE CONOCE COMO “SCR” COMPLEMENTARIO.
- EN ESENCIA, EL PUT ES UN SCR CON UN MECANISMO DE CONTROL QUE PERMITE UNA DUPLICACIÓN DE LAS CARACTERÍSTICAS
DEL SCR TÍPICO.
- EL TÉRMINO “PROGRAMABLE” SE APLICA EN EL PUT PORQUE RBB, η Y VP DE ACUERDO A COMO SE DEFINEN EN EL UJT PUEDEN
CONTROLARSE A TRAVÉS DE DE LOS RESISTORES RB1 Y RB2 (EXTERIORES AL DISPOSITIVO) Y EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN VBB;
35

36. EN LA FIGURA b) SE OBSERVA QUE, CUANDO IG = 0, POR MEDIO DE UN DIVISOR DE VOLTAJE EN LAS RESISTENCIAS RB1 Y RB2, SE
TIENE
VG = (RB1/(RB1 + RB2))VBB = ηVBB (1)
DONDE:
η = RB1/(RB1 + RB2) (COMO SE DEFINIÓ PARA EL UJT) (2)
- LA CARACTERÍSTICA CORRIENTE – VOLTAJE SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.42.
Figura 2.42 Característica Voltaje – Corriente anódicos del put
- COMO SE OBSERVA, EL ESTADO DE CORTE (I BAJA, V ENTRE O
Y VP) Y EL ESTADO DE CONDUCCIÓN (I IV, V VV) ESTÁN
SEPARADOS POR UNA REGIÓN INESTABLE (DE RESISTENCIA
NEGATIVA), COMO OCURRE CON EL UJT.
- LO ANTERIOR IMPLICA QUE EL PUT NO PUEDE PERMANECER
EN EL ESTADO INESTABLE, SINO QUE SIMPLEMENTE SE
DESPLAZARÁ A CUALQUIERA DE LOS DOS ESTADOS
ESTABLES: CORTE O CONDUCCIÓN.
- EL VOLTAJE DE DISPARO (VP), QUE ES EL VOLTAJE NECESARIO
PARA DISPARAR AL PUT ESTÁ DADO POR:
VP = ηVBB + VD (COMO SE DEFINIÓ PARA EL UJT) (3) y VAK = VP = VG + 0.7 (VD = 0.7V) (4)
- DE (4) SE PUEDE DEDUCIR QUE EL PUT PERMANECERÁ EN ESTADO DE CORTE HASTA QUE SU VOLTAJE DE ÁNODO SUPERE AL
VOLTAJE DE PUERTA EN LA CAÍDA DE UN VOLTAJE DE UN DIODO POLARIZADO DIRECTAMENTE. EN ESTE MOMENTO SE ALCANZA
EL VOLTAJE PICO Y EL PUT SE DISPARA.
- EN EL UJT LAS RESISTENCIAS RB1 Y RB2 QUE DETERMINAN A η SON INHERENTES AL DISPOSITIVO Y POR LO TANTO INACCESIBLES.
EN EL PUT, ESTAS RESISTENCIAS, FORMAN PARTE DEL ARREGLO BÁSICO Y SON EXTERNAS AL DISPOSITIVO; POR LO TANTO,
PERMITEN AJUSTAR LOS VALORES DE η Y, CONSECUENTEMENTE, DE VG.
36

37. - EL ACCESO A RB1 Y RB2 CONSTITUYE UNA MEDIDA DE CONTROL SOBRE EL NIVEL DE VP REQUERIDO PARA PONER EN CONDUCCIÓN
AL PUT.
- AUNQUE LAS CARACTERÍSTICAS DEL UJT Y DEL PUT SON SIMILARES, LAS CORRIENTES DE PICO IP Y DE VALLE IV DEL PUT SON, POR
LO GENERAL, MÁS BAJAS QUE LAS DEL UJT CON ESPECIFICACIONES SEMEJANTES. ADEMÁS EL VOLTAJE MÍNIMO DE OPERACIÓN
TAMBIÉN ES MENOR PARA EL PUT.
- SI CONSIDERAMOS EL EQUIVALENTE DE THÉVENIN A LA DERECHA DEL TERMINAL DE COMPUERTA EN LA FIGURA 2.42 b), RESULTA
EL CIRCUITO DE LA FIGURA2.43. LA RESISTENCIA EQUIVALENTE RS ES IMPORTANTE PORQUE SE INCLUYE CON FRECUENCIA
DENTRO DE LAS ESPECIFICACIONES DEL DISPOSITIVO, YA QUE AFECTA EL NIVEL DE IV
Figura 2.43 Equivalente de Thévenin para la red a la derecha de la Compuerta del
PUT
- LA OPERACIÓN BÁSICA DEL PUT PUEDE DESCRIBIRSE REFIRIÉNDOSE
A LA CURVA CARACTERÍSTICA DE LA FIGURA 2.42.
- ANTES DE ALCANZAR EL VALOR DE DISPARO (IP), LA CORRIENTE
ANÓDICA ES MUY PEQUEÑA, DANDO POR RESULTADO UN
EQUIVALENTE EN CIRCUITO ABIERTO. CUANDO SE ALCANZA EL
VALOR DE DISPARO, VP DETERMINADO POR VG Y VD, EL DISPOSITIVO
CONMUTARA HACIA EL ESTADO DE CONDUCCIÓN PASANDO POR LA REGIÓN INESTABLE DE RESISTENCIA NEGATIVA,
REPRESENTANDO UN EQUIVALENTE EN CORTOCIRCUITO.
- EN CONSECUENCIA EL DISPOSITIVO CONMUTA DE UN ESTADO ESENCIALMENTE EN CIRCUITO ABIERTO A UNO EN CORTOCIRCUITO,
EN UN PUNTO DETERMINADO POR LOS VALORES DE RB1, RB2 Y VBB
- UNA VEZ QUE EL PUT ESTÁ EN ESTADO DE CONDUCCIÓN, LA ELIMINACIÓN DE VG NO CORTARÁ AL DISPOSITIVO. EL NIVEL DE
VOLTAJE ANÓDICO (VAK) DEBE DISMINUIRSE LO SUFICIENTE PARA REDUCIR LA CORRIENTE ANÓDICA POR DEBAJO DEL NIVEL DE
MANTENIMIENTO. SÓLO ASÍ EL DISPOSITIVO PASARA AL ESTADO DE CORTE.
37

38. CIRCUITO.
- UNA APLICACIÓN BÁSICA DEL PUT SE ENCUENTRA EN EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN DE LA FIGURA 2.44 QUE SE MUESTRA
ENSEGUIDA
- FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO.
- EN EL INSTANTE EN QUE SE CONECTE LA ALIMENTACIÓN, EL CAPACITOR COMENZARÁ A CARGARSE HACIA VP A TRAVÉS DE LA
RESISTENCIA R. EL TIEMPO PARA ALCANZAR EL VOLTAJE VP ESTÁ DETERMINADO POR LA CONSTANTE DE TIEMPO T = RC COMO
SIGUE:
T = RC ln(VBB/(VBB – VP) (5)
- CUANDO EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR ES IGUAL A VP, EL DISPOSITIVO SE DISPARARÁ Y SWE ESTABLECERÁ UNA CORRIENTE IA =
IP A TRAVÉS DEL PUT. SI R ES DEMASIADO GRANDE, LA CORRIENTE IP NO SE PUEDE ESTABLECER Y EL PUT NO SE DISPARARÁ. EN
EL PUNTO DE TRANSICIÓN.
IPRmáx = VBB – VP de donde Rmáx = (VBB – VV)/IP (6)
Figura 2.44 Oscilador de Relajación con PUT
- POR LO TANTO, CUALQUIER VALOR DE R MAYOR A Rmáx PRODUCIRÁ UNA CORRIENTE
MENOR QUE IP Y EL PUT NO SE DISPARARÁ.
- PARA OCURRAN LAS OSCILACIONES, ES DECIR PARA QUE EL DISPOSITIVO ENTRE EN
LA REGIÓN DE INESTABILIDAD Y RETORNE AL ESTADO DE CORTE ; EL VALOR MÍNIMO
DE R DEBE CUMPLIR QUE:
Rmín = (VBB – VV)/IV (7)
- LA RESISTENCIA R DEBE CUMPLIR CON LA SIGUIENTE CONDICIÓN PARA QUE SE
PRODUZCAN LAS OSCILACIONES.
Rmín < R < Rmáx (8)
- EN EL MOMENTO DEL DISPARO, EL CAPACITOR SE DESCARGA RÁPIDAMENTE A
TRAVÉS DE DEL PUT Y DE RK, PRODUCIÉNDOSE EN ESTA RESISTENCIA LOS PULSOS QUE
SE MUESTRAN EN LA FIGURA 2.45 PARA VK.LA AMPLITUD DE ESTOS PULSOS ES IGUAL A
38

39. LA DIFERENCIA DEL VOLTAJE DE PICO, AL QUE SE CARGARÁ EL CAPACITOR, MENOS EL VOLTAJE VALLE DEL DISPOSITIVO. ESTO
ES.
VK = VP – VV (9)
- EL VOLTAJE DE VALLE (VV), POR LO GENERAL, ES DEL ORDEN DE 1 VOLT.
- VG DESCENDERÁ RÁPIDAMENTE DESDE ηVBB HASTA UN NIVEL UN POCO MAYOR QUE CERO VOLTS.
- CUANDO EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR CAE SÚBITAMENTE AL DESCARGARSE, EL PUT ENTRA AL ESTADO DE CORTE Y SE REPITE
EL CICLO DE CARGA.
- LA FIGURA 2.45 MUESTRA LAS FORMAS DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR (VC), DEL VOLTAJE DE PUERTA (VG) , Y DE LOS
PULSOS DE SALIDA EN LA RESISTENCIA RK, VK QUE SE PRODUCEN EN EL
OSCILADOR DE RELAJACIÓN DE LA FIGURA 2.44
Figura 2.45 Formas de onda presentes en el oscilador de relajación con Put
CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- EL CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO PUEDE BASARSE EN
DIFERENTES CRITERIOS POR EJEMPLO, EL CIRCUITO PUEDE DISEÑARSE
CON BASE AL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN DE QUE SE DISPONGA, CON EL
FIN DE EMPLEAR EL MÍNIMO VOLTAJE DE OPERACIÓN.
- OTRA CONDICIÓN DE DISEÑO PUEDE DETERMINARLA LA FRECUENCIA DE
OSCILACIÓN REQUERIDA
- SE PUEDEN CALCULAR LOS PARÁMETROS CON BASE A LA MAGNITUD DE
LOS PULSOS PRODUCIDOS A LA SALIDA DEL OSCILADOR, QUE SE
RELACIONA DIRECTAMENTE CON EL VOLTAJE PICO AL QUE SE CARGA EL
CAPACITOR.
- EL DISEÑO PUEDE RESULTAR COMPLICADO DEBIDO A QUE LOS
PARÁMETROS COMO η Y VP QUE INFLUYEN SOBRE LAS CONDICIONES
TRAVÉS DE RARRIBA MENCIONADAS PUEDEN SER DETERMINADAS A B1 Y RB2, Y POR EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
39

40. - DEL VALOR DE LA RESISTENCIA R, QUE, A SU VEZ, DEPENDE DE LAS RESISTENCIAS
- S DE OTROS, AL DISEÑAR EL CIRCUITO ES NECESARIO SACRIFICAR UNA
- A LA DIFICULTAD EN EL CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON
- PROBLEMA NO SE PRESENTA CON EL UJT, YA QUE LOS VALORES DE η Y DE LAS RESISTENCIAS RB1 Y RB2 SON PARÁMETROS YA
- ARA CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO NOS BASÁREMOS EN LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN QUE
- , NOS INTERESARÁ QUE EL PERÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR TENGA UNA DURACIÓN DETERMINADA.
OL
- IRISTOR ENTRE 0° Y 180°.
OMO UN
- .67 ms, Y UN SEMICICLO DURA 8.33 ms.
ARGA DEL CAPACITOR TENGA
- OR DE 0.1 μF, EL VALOR MÁXIMO DE R REQUERIDO, ES:
MENTE, SUGIRIENDO LOS SIGUIENTES VALORES: RB1 = 10 kΩ Y RB2 = 4.7 kΩ.
kΩ); η = 0.6803 (10)
- LA RESISTENCIA E UIVALE
LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN DEPENDE
EXTERNAS RB1 Y RB2 Y DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
PUESTO QUE TODOS LOS PARÁMETROS DEPENDEN UNO
CONDICIÓN PARA CUMPLIR OTRA.
EN ESTE CIRCULO VICIOSO RADIC
PUT.
ESTE
DETERMINADOS.
POR LO TANTO, P
ESPERAMOS OBTENER.
MÁS ESPECÍFICAMENTE
- SI CONSIDERAMOS LA UTILIZACIÓN DE ESTE CIRCUITO PARA EL DISPARO DE UN SCR, SERÁ DESEABLE PODER TENER UN CONTR
SOBRE EL ÁNGULO DE DISPARO DEL TIRISTOR QUE COMPRENDA TODO EL SEMICICLO POSITIVO.
EN FORMA MÁS CONCRETA, SE DESEA OBTENER CONTROL SOBRE EL ÁNGULO DE DISPARO DEL T
- LO ANTERIOR IMPLICA QUE EN EL CIRCUITO OSCILADOR EL PERÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR DEBE DURAR TANTO C
SEMICICLO DEL VOLTAJE ALTERNO DE 60 Hz DE FRECUENCIA.
COMO SABEMOS, EL PERÍODO DE UNA ONDA DE 60 Hz ES DE 16
- HACIENDO UNA ESTIMACIÓN, SE ESTABLECERÁ PARA EL CIRCUITO, QUE EL MÁXIMO PERÍODO DE C
UNA DURACIÓN T = 10 ms.
SI SE EMPLEA UN CAPACIT
T = RC; R = T/C; R = (10 ms)/(0.1 μF) T = 100 kΩ
- LOS VALORES DE RB1 Y RB2 SE ESTABLECEN ARBITRARIA
CON ESTOS VALORES, LA RELACIÓN INTRÍNSECA η SERÁ:
η = RB1/(RB1 + RB2); η = (10 kΩ)/(10 kΩ + 4.7
Q NTE DE THEVÉNIN, RS, SERÁ:
40

41. RS = (RB1 RB2)/(RB1 + RB2) RS = (10 kΩ)(4.7 kΩ)/(10 kΩ + 4.7 kΩ); RS = 3.2 kΩ (11)
- SE HA A RRIENTES DE PICO (IP) Y DE VALLE
- ALENTE DE THEVENIN DE VS = ηVBB DEL ORDEN DE 10 V, EL MANUAL
60
P(máx) = 1μA, IV(típica) = 270 μA(=0.27 mA)
- PARA P QUE SE CUMPLA LA SIGUIENTE CONDICIÓN:
- ENTON V V, CON ESTE VALOR Y CON EL VALOR DE
- PARA A LEAN LOS VALORES DE VBB Y VP,
ANT
V
- SIN EM RANGO DE FRECUENCIAS DE OSCILACIÓN QUE PERMITE EL
- NCIA DE OSCILACIÓN DEL CIRCUITO PUEDE VARIAR ENTRE LOS LÍMITES ESTABLECIDOS POR Rmín Y Rmáx. ASÍ, SE
Tmáx = 1/fmín = RmáxC ln(VBB/(VBB – VP)
.1 F) ln( /(14 V – 10.22 V)) = 495 ms (15)
CALCULADO EST RESISTENCIA PORQUE SU VALOR DETERMINA LOS VALORES DE LAS CO
(IV), ESTABLECIDO EN LAS ESPECIFICACIONES DE UN PUT.
PARA UN VALOR DE RS DE 10 kΩ Y UN VOLTAJE EQUIV
MOTOROLA DE TIRISTORES ESTABLECE LOS SIGUIENTES VALORES DE IP E IV PARA UN PUT 2N 28 QUE ES EL QUE SE UTILIZARÁ EN
LA PRÁCTICA:
I
ODER UTILIZAR ESTOS VALORES, REQUERIMOS
VG = VS = ηVBB = 10V, DE DONDE VBB = VS/η = (10V)/(0.68); VBB = 14.7V
CES EN EL CIRCUITO SE PUEDE UTILIZAR UN OLTAJE DE ALIMENTACIÓN VBB = 14
η, SE CALCULA EL VOLTAJE DE PICO VP AL QUE DEBE CARGARSE EL CAPACITOR PARA DISPARAR EL PUT.
VP = ηVBB + VD = (0.68)(14 V) + (0.7 V); VP = 10.22 V. (12)
CALCULAR EL R NGO DE VALORES DE RS QUE PERMITAN LAS OSCILACIONES SE EMP
ADEMÁS DE LOS ESTABLECIDOS PARA IP E IV. ASÍ SE SABE SI EL VALOR DE R = 100 kΩ, DETERMINADO POR LA CONST E DE
TIEMPO DE 10 ms QUE SE ESTABLECIÓ COMO CONDICIÓN INICIAL, ENTRA DENTRO DE ESE RANGO.
Rmáx = (VBB – VP)/IP = (14 V – 10.22 V)/(1 μA); Rmáx = 3.78 MΩ (13)
Rmín = (VBB – V)/IV = (14 V – 1 V)/(0.27 mA); Rmín = 48.15 kΩ (14)
- ENTONCES, EL VALOR ESTABLECIDO DE R = 100 kΩ SI CUMPLE CON LA CONDICIÓN
Rmín < R < Rmáx; 48.15 kΩ < 100 kΩ < 3.78 MΩ
BARGO ESTE VALOR DE R = 100 kΩ ES MUY LIMITADO PARA EL
CIRCUITO.
LA FRECUE
TIENE:
1/fmín = Tmáx = (3.78 MΩ)(0 μ (14V)
41

42. fmín = 1/Tmáx = 1/(495 ms); fmín = 2 Hz.
Y
T n = 1/fmáx = RmínC ln(VBB/(VBB – VP))
0.1 )/(14 V – 10.22 V)) = 6.31 ms
(16)
– 10.22 V))) = 76.3 Hz.
- QUE, NO E LACIÓN QUE SE PUEDE OBTENER DEL CIRCUITO, Y, ES MUCHO MÁS
- ODIFICACIÓN AL CIRCUITO, CONSISTENTE EN EMPLEAR UNA
- PACITOR, QUE DETERMINA LA
C = (10 μs)/(0.1 μF); RK = 100 Ω
- CON ESTO OS, DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO SE CALCULAN LOS VALORES REALES
- LO 10.22 CALCULADOS ANTERIORMENTE, NO SE MODIFICAN, ASÍ COMO TAMPOCO EL VALOR DE RS =
- L QUE DEBERÁ CARGARSE EL CAPACITOR PARA DISPARAR EL PUT ES VC = VP = 10.22 V
mí
1/fmáx = Tmín = (48.15 kΩ)( μF) ln((14 V
fmáx = 1/Tmín = 1/(6.31 ms); fmáx = 158.5 Hz
- CON UNA RESISTENCIA R = 100 kΩ, LA MÁXIMA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN ES:
f = 1/T = 1/(RC ln(VBB/(VBB – VP)))
f = 1/((100 kΩ)(0.1 μF)ln(14 V/(14 V
S NI LA MITAD DE LA MÁXIMA FRECUENCIA DE OSCI
GRANDE QUE LA FRECUENCIA MÍNIMA QUE PERMITE EL CIRCUITO.
PARA APROVECHAR AL MÁXIMO EL CIRCUITO, SE HARÁ UNA M
RESISTENCIA FIJA Rmín = 56 kΩ, QUE ES EL VALOR ESTÁNDAR MÁS PRÓXIMO AL CALCULADO PARA Rmín = 48.15 kΩ; EN SERIE CON
UN POTENCIÓMETRO Rmáx = 1 MΩ, QUE ES EL VALOR COMERCIAL MÁS PRÓXIMO A Rmáx = 3.78 MΩ.
EL VALOR DE RK EN EL CIRCUITO SE ESCOGE DE MODO QUE EL TIEMPO DE DESCARGA DEL CA
ANCHURA DE LOS PULSOS GENERADOS PRECISAMENTE EN RK, SEA RKC = 10 μs. ESTA DURACIÓN DE PULSO ES SUFICIENTE PARA
CEBAR CUALQUIER TIRISTOR. ASÍ:
RKC = 10 μs
RK = (10 μs)/
S VALORES, ESTABLECIDOS Y CALCULAD
QUE SE ESPERAN OBTENER EN EL CIRCUITO, PRINCIPALMENTE EN LO QUE SE REFIERE A LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN.
RESULTADOS ESPERADOS.
S VALORES DE η = 0.68 Y VP =
3.2 kΩ SE ALTERA
ASÍ, EL VOLTAJE A
- LA AMPLITUD DE LOS PULSOS DE SALIDA EN LA RESISTENCIA DE CÁTODO, RK, SERÁ:
42

43. VK = VP – VV = (10.22 V) – (1 V); VK = 9.22 V (18)
- EL VOL
ηVBB = (0.68)(14 V) ; VG = 9.52 V
- ESTOS D A DE LA FIGURA 2.45 QUE SE DIBUJAN DE NUEVO EN LA FIGURA 2.46,
- CUENCIA MÁXIMA DE
C ln(VBB/(VBB – VP))
(1 V – 10.22 V)) = 7.33 ms
áx = 1/Tmín
s) = 136.4 Hz
- EL MÁXIM CAPACITOR, ASOCIADO A LA FRECUENCIA MÍNIMA DE OSCILACIÓN SE DETERMINA, CON UN
Fig el circuito de la Figura 2.47, para los
RÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR, ASOCIADO A LA
Rmá MΩ); Rmáx= 1.056 MΩ
TAJE DE PUERTA VG ES:
VG =
TRES VALORES CORRESPON EN A LAS FORMAS DE OND
CON ESTOS VALORES CALCULADOS, Y CON LOS PERÍODOS MÍNIMO Y MÁXIMO DE CARGA DEL CAPACITOR.
PARA LA RESISTENCIA Rmín = 56 kΩ, EL MÍNIMO PERÍODO DE CARGA, Y LA CORRESPONDIENTE FRE
OSCILACIÓN, SERÁN:
Tmín = Rmín
Tmín = 56 kΩ)(0.1 μF) ln 4 V/(14
Y
fm
fmáx = 1/(7.33 m
O PERÍODO DE CARGA DEL
VALOR DE RESISTENCIA IGUAL A LA SUMA DE Rmín MAS EL VALOR DEL POTENCIÓMETRO Rmáx (POR EL ARREGLO EN SERIE DE
AMBAS RESISTENCIAS), ESTO ES:
ura 2.46 Formas de onda presentes en
casos en que el período de carga del capacitor a) es mínimo, para Rmáx; y b) es
máximo, para Rmín.
- EL MÁXIMO PE
FRECUENCIA MÍNIMA DE OSCILACIÓN, SE DETERMINA, CON UN
VALOR DE RESISTENCIA IGUAL A LA SUMA DE Rmín MÁS EL VALOR
DEL POTENCIÓMETRO Rmáx (POR EL ARREGLO SERIE DE AMBAS
RESISTENCIAS), ESTO ES:
x = Rmín + Rpot = (56 kΩ) + (1
ENTONCES:
43

44. Tmáx = RmáxC ln(VBB/(VBB – Vp) = (1.056 MΩ)(0.1 μF) ln(14 V/(14 V – 10.22 V))
Y
mín = 1/Tmáx = 1/(138.37 ms); fmín = 7.23 Hz
- RE L Y EQUIPO QUE SE NECESITA PARA REALIZAR LA PRÁCTICA, SE ENLISTA A CONTINUACIÓN.
mín = ETRO 1 MΩ.
.
D.
Figura 2.47 Circuito “Oscilador de Relajación con PUT
O: FUENTE DE VOLTAJE DC
EGUL
ANALES, CON SUS RESPECTIVAS
UNTA
N DEL OSCILOSCOPIO: FUENTE DE VOLTAJE
120
A EL OSCILOSCOPIO.
AR LA FIGURA 2.47.
Tmáx = 138.37 ms.
f
MATERIAL Y EQUIPO.
SUMIENDO, EL MATERIA
PARA EL CIRCUITO (Figura 2.47)
R 56 kΩ, 1/4 W; Rmáx = POTENCIOM
C = 01 μF,25 V; CAPACITOR CERÁMICO DE DISCO.
RB2 = 4.7 kΩ, 1/4 W; RB1 = 10 kΩ, 1/4 W; RK = 100 Ω; 1/4 W
PUT: 2N6028.
PROTOBOAR
- IDENTIFIQUE LAS TERMINALES Y CONÉCTELO AL CIRCUITO
EQUIPO E INSTRUMENTOS.
ALIMENTACIÓN DEL CIRCUIT
R ABLE, AJUSTADA A 14 V
OSCILOSCOPIO DE DOS C
P S DE PRUEBA
ALIMENTACIÓ
AC, Vrms, 60 Hz.
ADAPTADOR 3 A 2 PAR
MULTÍMETRO.
PROCEDIMIENTO.
- ME EL CIRCUITO DE
44

45. - ENERGICE EL OSCILOSCOPIO USANDO EL ADAPTADOR 3 A 2, ESCOJA ESCALAS ADECUADAS DE VOLTAJE Y TIEMPO
E LOS LIMITES
- Y PROCEDA A REALIZAR
DEL OSCILOSCOPIO OBSERVE LA FORMA DE ONDA EN EL CAPACITOR (VC). ESTA MEDICIÓN NOS
2. OS PULSOS QUE SE GENERAN EN Rk. LA PUNTA DE PRUEBA DEBE DE
CAPACITOR Y LA DE LOS
JACIÓN CON PUT.
REPORTE
DIBUJE LAS FORMAS DE ONDA QUE OBSERVE EN EL OSCILOSCOPIO, ANOTANDO LOS VALORES DE LOS VOLTAJES Y
IEMP QUE OBTE
a: Teoría de Circuitos. ROBERT BOYLESTAD y LOUIS NASHELSKY. Prentice – Hall
N. Marcombo.
- TODOS LOS VOLTAJES SON DE CD Y EL VALOR MÁXIMO ES DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN VBB =14V. CONSIDER
ENTRE LOS QUE PUEDE VARIAR EL PERÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR Tmín = 7.33 ms Y Tmáx = 138.37 ms.
AJUSTE LA FUENTE DE VOLTAJE DC A 14V Y CONÉCTELA AL CIRCUITO COMO SE INDICA EN LA FIGURA
LAS SIGUIENTES PRUEBAS.
1. EN UN CANAL
PERMITIRÁ OBSERVAR EL PERÍODO DE CARGA Y DESCARGA DEL CAPACITOR, Y COMO VARÍA ESTE PERÍODO
CONFORME VARIAMOS LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO. TAMBIÉN SE PUEDE OBSERVAR EL VALOR DEL VOLTAJE
AL QUE CARGA EL CAPACITOR. ES IMPORTANTE RESPETAR LA POLARIDAD DEL OSCILOSCOPIO PUESTO QUE TODOS LOS
VOLTAJES MEDIDOS SON DE CORRIENTE DIRECTA.
EN EL OTRO CANAL DEL OSCILOSCOPIO OBSERVE L
ACUERDO A LA POLARIDAD INDICADA. ESTA MEDICIÓN PERMITIRÁ APRECIAR LA AMPLITUD DE LOS PULSOS Y COMO
VARÍA LA LA SEPARACIÓN ENTRE ELLOS AL VARIAR LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO.
SE PUEDE OBSERVAR AMBAS FORMAS DE ONDA SIMULTÁNEAMENTE, LA DEL VOLTAJE EN EL
PULSOS DE SALIDA, HACIENDO USO DE LA FUNCIÓN “CHOP” DEL OSCILOSCOPIO.
ESTAS DOS PRUEBAS DESCRIBEN EL FUNCIONAMIENTO DEL OSCILADOR DE RELA
T O NGA LOS SIGUIENTES PARÁMETROS: VOLTAJE DE PICO (Vp) AL QUE SE CARGA EL CAPACITOR; DURACIÓN DEL
PERÍODO DE CARGA DEL CAPACITOR PARA Rmín Y Rmáx; AMPLITUD DE LOS PULSOS DE SALIDA (Vk), Y SEPARACIÓN ENTRE PULSOS.
LAS CONCLUSIONES Y COMENTARIOS SERÁN UN APORTE MUY VALIOSO.
Bibliografía.
- Electrónic
- SCR Manual. General Electric.
- Tiristores y Triacs. HENRI LILE
45

46. “CONTROL CON TIMER” (MULTIVIBRADOR ESTABLE CON TEMPORIZADOR 555.)
SITIVO DIGITAL, EL TEMPORIZADOR 555, Y ANALIZAR LA POSIBILIDAD DE APLICARLO COMO ELEMENTO DE
- DOR ESTABLE CON TEMPORIZADOR 555.
T, ANALIZANDO LAS
- DESEE O
- APACITOR, Y DE LOS PULSOS
MA
OSITIVOS ESTUDIADOS ANTERIORMENTE (DIAC, UJT Y TRIAC), FUERON DESARROLLADOS EXCLUSIVAMENTE COMO
- DIGITAL MUY VERSÁTIL ES EL TEMPORIZADOR 555, EL CUAL ES POSIBLE APLICARLO EN CIRCUITOS DE DISPARO
- VARIEDAD DE CIRCUITOS CON EL TEMPORIZADOR 555, SE ENCUENTRA EL MULTIVIBRADOR ESTABLE, QUE SE
- NACIÓN DE DOS COMPARADORES LINEALES Y
-
OBJETIVO ESPECÍFICOS.
- CONOCER UN DISPO
DISPARO EN CIRCUITOS DE CONTROL DE PUERTA PARA TIRISTORES.
COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO DEL MULTIVIBRA
- COMPARAR LA OPERACIÓN DE ESTE CIRCUITO CON LA DE LOS OSCILADORES DE RELAJACIÓN UJT Y PU
DIFERENCIAS DE LAS SEÑALES DE SALIDA; ASÍ COMO SUS VENTAJAS Y DESVENTAJAS DE UNOS CON RESPECTO A OTROS.
CALCULAR LOS VALORES DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO CON BASE A LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN QUE SE
REQUIERA, CONSIDERANDO LOS VALORES LÍMITE DE LOS COMPONENTES PARA ESTA APLICACIÓN.
OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE LAS FORMAS DE ONDA EN EL C
GENERADOS A LA SALIDA DEL TEMPORIZADOR 555.
RCO TEÓRICO.
- LOS TRES DISP
ELEMENTOS DE DISPARO EN CIRCUITOS DE CONTROL DE PUERTA PARA TIRISTORES, AUNQUE TIENEN MUCHAS OTRAS
APLICACIONES.
UN DISPOSITIVO
PARA TIRISTORES.
ENTRE LA AMPLIA
ESTUDIA ENSEGUIDA, EN EL QUE EL 555 ES UN GENERADOR DE PULSOS, COMO LO SON LOS OSCILADORES DE RELAJACIÓN CON UJT
Y PUT; PERO SE DIFERENCIA DE ELLOS EN LA FORMA DE LOS PULSOS QUE PRODUCE.
EL TEMPORIZADOR 555 ES UN CIRCUITO INTEGRADO CONSTITUIDO POR UNA COMBI
UN FLIP – FLOP RS, COMO SE MUESTRA EN EL DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA FIGURA 2.48 a); Y SE LE ENCUENTRA
COMERCIALMENTE EN UN ENCAPSULADO DOBLE EN LÍNEA DE 8 TERMINALES, COMO MUESTRA LA FIGURA 2.48 b)
EL FUNCIONAMIENTO INTERNO DEL TEMPORIZADOR 555 ES EL SIGUIENTE:
46

47. - LA CONEXIÓN EN SERIE DE TRES RESISTORES R (DE IGUAL MAGNITUD) FIJA LAS ENTRADAS DEL NIVEL DE REFERENCIA EN 2VCC/3,
PARA EL COMPARADOR 1, Y EN VCC/3 PARA EL COMPARADOR 2. LAS SALIDAS DE ESTOS COMPARADORES “POSICIONAN” (SET) O
“RESTABLECEN” (RESET) AL FLIP – FLOP.
- CUANDO EL VOLTAJE DE UMBRAL (TERMINAL 6) SUPERA AL DE CONTROL (TERMINAL 5), LA SALIDA DEL COMPARADOR 1 PASARA
A UN NIVEL MÁS ALTO, PONIENDO A UNO LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP.
- EL TERMINAL 7 ESTÁ ASOCIADO AL COLECTOR DEL TRANSISTOR T. CUANDO SE CONECTA A ESTE TERMINAL UN CAPACITOR
EXTERNO DE TEMPORIZACIÓN, UN NIVEL ALTO EN LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP SATURARÁ AL TRANSISTOR PROVOCANDO LA
DESCARGA DEL CAPACITOR EXTERNO. CUANDO LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP ESTÁ A UN NIVEL BAJO (A CERO), EL TRANSISTOR
ESTARÁ EN CORTE Y EL CAPACITOR EXTERNO PODRÁ CARGARSE.
- EL TERMINAL 2 DE DISPARO ESTÁ ASOCIADO A LA ENTRADA
INVERSORA DEL COMPARADOR 2. CUANDO EL VOLTAJE DE
DISPARO SE HACE LIGERAMENTE INFERIOR A Vcc/3, LA
SALIDA DEL COMPARADOR PASARÁ A UN NIVEL ALTO,
RESTABLECIENDO AL FLIP – FLOP, CUYA SALIDA Q PASARÁ A
UN NIVEL ALTO.
- LA ENTRADA EXTERNA DE RESTABLECER (TERMINAL 4)
PERMITE INHIBIR EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO
CUANDO ESTA ENTRADA SE PONE A CERO (CONECTÁNDOLA
A TIERRA). EN LA MAYORÍA DE LOS CASOS, SIN EMBARGO,
ESTA ENTRADA EXTERNA DE RESTABLECIMIENTO NO SE
EMPLEA, Y EL TERMINAL 4 SE CONECTA AL POSITIVO DE LA
FUENTE DE ALIMENTACIÓN (+ Vcc, TERMINAL 8).
- EL TERMINAL 3 ES LA SALIDA COMPLEMENTARIA – Q DEL FLIP – FLOP, Y ES TAMBIÉN LA SALIDA DEL CIRCUITO.
47

48. - FINALMENTE, EL TERMINAL 1 ES LA TIERRA DEL CIRCUITO INTEGRADO, Y EL TERMINAL 8 SE CONECTA AL POSITIVO DE LA
FUENTE DE ALIMENTACIÓN. EL TEMPORIZADOR 555 FUNCIONA CON CUALQUIER VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN ENTRE 5 Y 18 VCD.
CIRCUITO.
- EN LA CONFIGURACIÓN COMO MULTIVIBRADOR ESTABLE, EL 555 OPERA COMO OSCILADOR, PRODUCIENDO EN SU SALIDA UN
PULSO RECTANGULAR QUE OSCILA ENTRE DOS NIVELES LÓGICOS
- EL TIEMPO QUE EL OSCILADOR DURA EN CADA ESTADO LÓGICO DEPENDE DE LOS VALORES DE LA RESISTENCIA Y CAPACITANCIA
QUE SE CONECTAN EXTERNAMENTE AL CIRCUITO INTEGRADO.
- LA FIGURA 2.49 MUESTRA EL CIRCUITO DE UN MULTIVIBRADOR ESTABLE CON TEMPORIZADOR 555.
Figura 2.49 Multivibrador Estable con Temporizador 555. Formas de onda
en el capacitor C y a la salida del circuito
- EN LA FIGURA SE INDICA CÓMO SE CONECTAN LOS
COMPONENTES EXTERNOS A LAS TERMINALES DEL
INTEGRADO Y LAS FORMAS DE ONDA EN EL CAPACITOR, Y
EN LA SALIDA DEL CIRCUITO.
- PUEDE OBSERVARSE QUE EL TERMINAL 4 (DE
RESTABLECIMIENTO DEL FLIP – FLOP) ESTÁ CONECTADO AL
VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, Vcc, DE MANERA QUE NO
AFECTA LA OPERACIÓN DEL CIRCUITO. TAMBIÉN PUEDE
VERSE QUE EL TERMINAL 5 DE CONTROL ESTÁ CONECTADO
A TIERRA MEDIANTE UN CAPACITOR DE 0.0I uF.
FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO.
- UNA VEZ CONECTADA LA ALIMENTACIÓN, Vcc (QUE PUEDE SER UN VOLTAJE ENTRE 5 Y 18 VCD), EL CAPACITOR C COMIENZA A
CARGARSE HACIA Vcc A TRAVÉS DE LAS RESISTENCIAS RA Y RB. CUANDO EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR REBASA LIGERAMENTE
EL VALOR DE 2/3Vcc, QUE ES EL VOLTAJE DE CONTROL EN EL TERMINAL 5; LA SALIDA DEL COMPARADOR 1 PASARÁ A UN NIVEL
ALTO. ESTE NIVEL ALTO PONE A UNO EL FLIP – FLOP, DE MANEA QUE HAYA UN NIVEL BAJO EN LA SALIDA – Q DEL CIRCUITO
48

49. (TERMINAL 3). ADEMÁS, EL TRANSISTOR DE DESCARGA CONDUCE A SATURACIÓN, DEBIDO AL ALTO NIVEL DE LA SALIDA Q DEL
FLIP – FLOP, OCASIONANDO QUE EL CAPACITOR C SE DESCARGUE HACIA EL TERMINAL DE LA DESCARGA A TRAVÉS DE RB.
ENTONCES EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR DESCIENDE HASTA QUE SU VALOR SEA LIGERAMENTE INFERIOR AL NIVEL DE DISPARO
(Vcc/3) EN EL TERMINAL 2. ESTO PROVOCARA QUE LA SALIDA QUE LA SALIDA DEL COMPARADOR 2 PASE A UN NIVEL BAJO,
RESTABLECIENDO AL FLIP – FLOP, CUYA SALIDA PASARÁ A UN NIVEL BAJO (CERO VOLTS) Y, CORRESPONDIENTEMENTE, – Q
PASARÁ A UN NIVEL ALTO (Vcc) EN LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP EN BAJO, EL TRANSISTOR DE DESCARGA SE BLOQUEA,
PERMITIENDO AL CAPACITOR C COMENZAR DE NUEVO SU CICLO DE CARGA.
- RESUMIENDO: DURANTE EL CICLO DE CARGA DEL CAPACITOR C, LA SALIDA DEL COMPARADOR 1 Y LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP
SE ENCUENTRAN EN UN NIVEL BAJO.
- CONSECUENTEMENTE, LA SALIDA COMPLEMENTARIA – Q DEL FLIP – FLOP (QUE ES LA SALIDA DEL CIRCUITO) ESTARÁ A UN NIVEL
ALTO (DE MAGNITUD Vcc) .
- DURANTE LA DESCARGA DEL CAPACITOR, LA SALIDA DEL COMPARADOR 1 Y LA SALIDA Q DEL FLIP – FLOP, SE ENCUENTRAN EN
UN NIVEL ALTO. POR LO TANTO, LA SALIDA DEL CIRCUITO, – Q, ESTARÁ EN UN NIVEL BAJO (CERO VOLTS).
- LA FORMA RECTANGULAR DE LOS PULSOS DE SALIDA SE DEBE A LA NATURALEZA DIGITAL DEL TEMPORIZADOR 555, PUESTO QUE
SUS SALIDAS OSCILAN ENTRE DOS NIVELES LÓGICOS: ALTO Y BAJO (0 Y 1).
- LA DURACIÓN DE LOS PULSOS EN CADA ESTADO LÓGICO ESTÁ DETERMINADA POR LOS VALORES DE LAS RESISTENCIAS Y EL
CAPACITOR EXTERNOS: RA, RB Y C.
- EL TIEMPO t1 QUE DURA EL ESTADO ALTO ESTÁ ASOCIADO AL TIEMPO DE CARGA DEL CAPACITOR C, Y ESTÁ DETERMINADO POR
LA CONSTANTE DE TIEMPO (RA + RB)C, SEGÚN LA SIGUIENTE EXPRESIÓN.
t1 = 0.693(RA + RB)C (1)
- EL TIEMPO t2 QUE DURA EL ESTADO BAJO ESTÁ ASOCIADO AL TIEMPO DE DESCARGA DEL CAPACITOR C, Y SE DETERMINA POR LA
EXPRESIÓN SIGUIENTE.
t2 = 0.693RBC (2)
- EL VALOR DE 0.693 ES IGUAL A ln2. POR ANALOGÍA CON EL OSCILADOR DE RELAJACIÓN UJT, SE TIENE QUE:
Ln[(Vin – Vv)/(Vin – Vp)] = ln{[Vcc – (Vcc/3)]/[Vcc – (Vcc – (2Vcc/3)]}
49

50. = ln{[1 – (1/3)]/[1 – (2/3)]} = ln2 = 0.693
- DE LAS ECUACIONES (1) Y (2) SE DESPRENDE QUE LOS INTERVALOS t1 Y t2 NO PUEDEN SER IGUALES, A MENOS QUE RA = 0. DE
HECHO, ESTO NO PUEDE HACERSE PORQUE CIRCULARÍA UNA CORRIENTE EXCESIVA POR EL DISPOSITIVO.
- DE HECHO, LOS VALORES DE LOS COMPONENTES EXTERNOS RA, RB Y C, DEBEN CUMPLIR LAS SIGUIENTES CONDICIONES DE
OPERACIÓN DEL TEMPORIZADOR 555:
RA >= 1 kΩ...............(3) RA + RB <= 6.6 MΩ ................(4) C = 500 pF..........................(5)
- COMO t1 Y t2 NO PUEDEN SER IGUALES ES IMPOSIBLE PRODUCIR COMO SALIDA UNA ONDA CUADRADA PERFECTA, CON 50% DE
CICLO DE TRABAJO (D = t1/T, DONDE T = t1 + t2).
- ES POSIBLE OBTENER UN CICLO DE TRABAJO MUY CERCANO AL 50% AL HACER RB >>RA ( AL MISMO TIEMPO QUE SE MANTIENE
RA>= 1KΩ), DE MANERA QUE t1 SEA APROXIMADAMENTE IGUAL A t2
- EL PERÍODO DE OSCILACIÓN, T = t1 + t2, DETERMINA LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN DEL CIRCUITO: f = 1/T.
CALCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- EL CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS SE REALIZA EN BASE A LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN QUE SE DESEE OBTENER, LA CUAL
ESTÁ RELACIONADA DIRECTAMENTE CON LAS DURACIONES DEL ESTADO ALTO (t1) Y DEL ESTADO BAJO (t2) DE LOS PULSOS
REGULARES DE SALIDA.
- PARA NUESTRO ESTUDIO, NOS BASAREMOS EN LAS CONDICIONES (3) A (5), DE MANERA QUE APROVECHEMOS AL MÁXIMO EL
CIRCUITO.
- REFIRIÉNDOSE A LAS EXPRESIONES (3) Y (4), PODEMOS EMPLEAR COMO RA UN ARREGLO EN SERIE DE UNA RESISTENCIA FIJA DE 1.2
kΩ Y UN POTENCIÓMETRO DE 5 kΩ. EN ESTE CASO, DE LA EXPRESIÓN (4), SE TIENE QUE:
RA + RB = 6.6 MΩ; RB = 6.6 MΩ – RA; RB = 6.6 MΩ – (1.2 kΩ + 1.5 MΩ); RB = 1.6 MΩ
- EL VALOR ESTÁNDAR MÁS CERCANO, Y QUE CUMPLE CON LA CONDICIÓN (4), ES RB = 1.5 MΩ
- EL VALOR DEL CAPACITOR LO ESCOGEMOS C = 0.001 μF, QUE CUMPLE CON LA CONDICIÓN (5): C >= 500 pf = 0.0005 μF.
- FINALMENTE, EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN LO ESCOGEMOS Vcc = 5Vdc.
50

51. - CON ESTOS VALORES, SE CALCULAN LOS TIEMPOS t1 Y t2, ASÍ COMO EL PERÍODO Y L FRECUENCIA DE OSCILACIÓN, QUE SE ESPERA
OBTENER. TAMBIÉN SE CALCULA EL CICLO DE TRABAJO D = t1/T, QUE SE OBTIENE DEL CIRCUITO.
RESULTADO ESPERADOS.
- EL TIEMPO t2 QUE DURA EL ESTADO BAJO DE LOS PULSOS DE SALIDA, SERÁ, SEGÚN LA ECUACIÓN (2):
T2 = 0.693RbC = 0.693(1.5 MΩ)(0.001 μF); t2 = 1.0395 ms
- CUANDO EL POTENCIÓMETRO ESTÁ PUESTO A CERO, RA = 1.2 kΩ, Y, LA DURACIÓN DEL ESTADO ALTO, t1, SERÁ, SEGÚN LA
ECUACIÓN (1):
t1 = 0.693(RA + RB)C = 0.693(1.2 kΩ + 1.5 MΩ)(0.001 μF); t1 = 1.0403 ms
- PARA ESTE CASO EN QUE EL POTENCIÓMETRO ESTA PUESTO A CERO, RB>>RA, Y t1 ES CASÍ IGUAL A t2. POR LO TANTO, SE ESPERA
UNA ONDA CASI CUADRADA A LA SALIDA.
- EL PERÍODO DE OSCILACIÓN ES:
T= t1 + t2 = (1.0403 ms) + (1.0395 ms); T = 2.0798 ms
- EL CICLO DE TRABAJO SERÁ, ENTONCES:
D=t1/T = (1.0403 ms)/(2.0798 ms); D = 50.02%
- QUE CORRESPONDE A UNA ONDA DE SALIDA PRÁCTICAMENTE CUADRADA, COMO MUESTRA LA FIGURA 2.50 a).
- LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN PARA ESTE CASO EN QUE EL POTENCIÓMETRO ESTÁ PUESTO A CERO ES:
f = 1/T = 1/(2.0798 ms); f = 480.81 Hz
- CUANDO EL POTENCIÓMETRO SE PONE A SU VALOR MÁXIMO, RA = (1.2 kΩ + 5 MΩ) = 5.0012 MΩ. ENTONCES, SEGÚN LA ECUACIÓN (1),
LA DURACIÓN DEL ESTADO ALTO, t1, SERÁ:
t1 = 0.693(5.OO12 MΩ + 1.5 MΩ)(0.001 μF); t1 = 4.5053 ms
- QUE ES UNA CUATRO VECES LA DURACIÓN DEL ESTADO BAJO, t2 = 1.0395 ms, QUE ES CONSTANTE.
- EL PERÍODO DE OSCILACIÓN T SERÁ:
T = t1 + t2 = (4.5053 ms) + (1.0395 ms); T = 5.5448 ms.
- Y LA FRECUENCIA DE OSCILACIÓN SERÁ:
f = 1/T = 1/(5.5448 ms); f = 180.35 Hz.
51

52. - AHORA EL CICLO DE TRABAJO ES:
D = t1/T = (4.5053 ms)/(5.5448 ms); D = 81.25%
- LA FIGURA 2.50 MUESTRA LAS FORMAS DE ONDA QUE SE ESPERAN OBTENER PARA ESTOS DOS CASOS: CUANDO EL
POTENCIÓMETRO ESTÁ PUESTO A CERO (RA = 1.2 kΩ), Y CUANDO EL POTENCIÓMETRO ESTÁ A SU MÁXIMO VALOR (RA = 5.0012 MΩ)
Figura 2.50. Formas de onda en el multivibrador estable con
temporizador 555, para dos casos:
a) RA = 1.2 kΩ, y b) RA = 5.0012 MΩ.
APLICACIÓN DEL MULTIVIBRADOR ESTABLE CON
TEMPORIZADOR 555 COMO CIRCUITO DE DISPARO
PARA TIRISTORES.
- COMO SE DESPRENDE DE LAS ECUACIONES (1) Y (2), EN
GENERAL LA DURACIÓN DEL ESTADO ALTO t1 ES
MAYOR QUE LA DURACIÓN DEL ESTADO BAJO, t2.
- LOS PULSOS DE DISPARO TIENEN UNA DURACIÓN DE
UNOS POCOS MICROSEGUNDOS (t2 =22.7 μs)
SUFICIENTES PARA PONER EN CONDUCCIÓN AL SCR.
- LA SEPARACIÓN ENTRE PULSOS VARÍA, LLEGANDO A
SER HASTA 8.11 ms, PARA PODER CONTROLAR EL
MOMENTO EN QUE OCURRE EL DISPARO DEL SCR,
ENTRE 0° Y 180° DEL SEMICICLO POSITIVO DEL VOLTAJE ALTERNO DE ALIMENTACIÓN.
- AL OBSERVAR LAS FORMAS DE ONDA DE LA FIGURA 2.50, SE NOTA QUE AL VARIAR R4 EN EL 555, EL POSIBLE SEPARAR LOS
ESTADOS BAJOS DEL PULSO RECTANGULAR DE SALIDA. SI SE DENOMINA AL ESTADO BAJO COMO “PULSO NEGATIVO”.
- SI LA RESISTENCIA RB ES MUY PEQUEÑA, SE OBTIENEN “PULSOS NEGATIVOS” DE DURACIÓN MUY CORTA, DEL ORDEN DE μs. SÍ RA
ES MUY GRANDE (SIN DEJAR DE CUMPLIR CON LA CONDICIÓN (4)), SE PUEDEN SEPARAR ESTOS “PULSOS NEGATIVOS” TANTO COMO
8.33 ms.
52

53. - SI SE CONSIDERA UN VALOR DE C = 0.1 μF PARA EL MULTIVIBRADOR ESTABLE DE LA FIGURA 2.49. ENTONCES, SEGÚN LA
ECUACIÓN (2). PARA OBTENER UN PULSO NEGATIVO DE 22 μs DE DURACIÓN, SE NECESITA UNA RESISTENCIA RB DE VALOR:
t2 = 0.693RBC; RB = t2/0.693C; RB = (22 μs)/0.693(0.1 μF); RB = 317.46 Ω
- EL VALOR ESTÁNDAR MÁS CERCANO ES RB = 330 Ω, PARA EL CUAL:
t2 = 0.693(330 Ω)(0.1 μF) t2 = 22.87 μs.
- LA SEPARACIÓN DE LOS “PULSOS NEGATIVOS”, QUE ES LA DURACIÓN DEL ESTADO ALTO (t1) DEL PULSO DE SALIDA DEL
MULTIVIBRADOR; ÉSTA DEBE LLEGAR HASTA 8.33 ms PARA PODER RETARDAR EL DISPARO DEL TIRISTOR HASTA EN 180°.
ENTONCES, SEGÚN (1) SE TIENE:
t1 = O.693(RA + RB)C; RA = (t1/0.693C) – RB = [8.33 ms/0.693(0.1 μF)] – (330 Ω) RA = 120 kΩ
- CONSIDERANDO VALORES ESTÁNDAR DE RESISTENCIA, PODEMOS FORMAR A RA COMO UN ARREGLO EN SERIE DE UNA
RESISTENCIA FIJA DE 22 kΩY UN POTENCIÓMETRO DE 100 kΩ. ENTONCES LA SEPARACIÓN ENTRE LOS “PULSOS NEGATIVOS”
VARIARÁ ENTRE:
t1 = 0.693(RA + RB)C; t1 = 0.693(22kΩ + 330Ω)(0.1μF); t1 = 1.55 ms
Y
t1 = 0.693(122kΩ + 330Ω)(0.1μF) t1 = 8.48 ms
- ESTE RANGO DE SEPARACIONES ENTRE “PULSOS NEGATIVOS”, IMPLICARÍA UN
CONTROL SOBRE EL DISPARO DEL TIRISTOR EN UN RANGO AMPLIO ENTRE 0° Y
180°.
- PERO SE HA ESTADO HABLANDO DE PULSOS “NEGATIVOS”. ¿ES POSIBLE
DISPARAR UN SCR MEDIANTE PULSOS NEGATIVOS APLICADOS A SU
COMPUERTA? PUES SÍ. ESTO PUEDE HACERSE A TRAVÉS DE UN
TRANSFORMADOR DE PULSOS, INVIRTIENDO LA POLARIDAD EN SU
SECUNDARIO AL CONECTARLO A LA PUERTA DEL TIRISTOR. ESTE ARREGLO SE
MUESTRA EN LA FIGURA 2.51
Figura 2.51 Disparo del SCR por “pulsos negativos”, mediante un transformador de pulsos
53

54. MATERIAL Y EQUIPO.
- PARA EL CIRCUITO
RA = 1.2 kΩ, 1/4 W; EN SERIE CON UN POTENCIÓMETRO DE 5 MΩ
RB = 1.5 MΩ, 1/4 W.
C =0.001 μF, 25 V.
C5 = 0.01 μF, 25 V.
TEMPORIZADOR LM 555
PROTOBOARD.
EQUIPO E INSTRUMENTOS:
ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO: FUENTE DE VOLTAJE DC REGULABLE, AJUSTADA A 5 V.
OSCILOSCOPIO DE DOS CANALES, CON SUS RESPECTIVAS PUNTAS DE PRUEBA.
ALIMENTACIÓN DEL OSCILOSCOPIO: FUENTE DE VOLTAJE CA, 120 Vrms, 60 Hz.
ADAPTADOR 3 A 2 PARA EL OSCILOSCOPIO.
MULTÍMETRO.
PROCEDIMIENTO
- ARME EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.52 EN EL QUE SE INDICAN LOS VALORES DE LOS COMPONENTES.
- ASEGÚRESE DE REALIZAR BIEN LAS CONEXIONES. IDENTIFIQUE PERFECTAMENTE LAS TERMINALES DEL TEMPORIZADOR 555 DE
ACUERDO A LA FIGURA 2.48 b).
PRUEBAS.
- OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR (Vc)
- OBSERVE LA FORMA DE ONDA RECTANGULAR DE LOS PULSOS DE SALIDA (Vo) Y COMO VARÍA LA DURACIÓN DEL ESTADO ALTO t1
AL VARIAR LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO; EN TANTO SE MANTIENE CONSTANTE LA DURACIÓN DEL ESTADO BAJO EN t2 =
1.0395 ms.
- OBSERVE AMBAS FORMAS DE ONDA CON LA FUNCIÓN CHOP DEL OSCILOSCOPIO.
54

55. Figura 2.52 Circuito: “Multivibrador Estable con Temporizador 555”
- REPORTE LAS FORMAS DE ONDA OBSERVADAS Y LAS
CONCLUSIONES Y OBSERVACIONES.
DETECTOR DE CRUCE POR CERO – COMPARADOR
OBJETIVOS ESPECÍFICOS
- COMPRENDER EL MÉTODO DE DISPARO DE TIRISTORES POR
VOLTAJE CERO (O GOBIERNO POR MANDO SÍNCRONO), MEDIANTE
CIRCUITOS DETECTORES DE CERO – COMPARADORES.
- CONOCER DOS CIRCUITOS EN LOS QUE SE EMPLEA ESTE MÉTODO
PARA CEBAR UN SCR, Y EN LOS QUE ESTE ACTÚA COMO UN
INTERRUPTOR SÍNCRONO.
- ANALIZAR LA IMPORTANCIA DE LOS INTERRUPTORES SÍNCRONOS EN CIRCUITOS DE POTENCIA.
- COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DE LOS CIRCUITOS QUE SE PRESENTAN EN ESTA PRÁCTICA: UN INTERRUPTOR IDEAL DE
MEDIA ONDA, Y UN INTERRUPTOR POR VOLTAJE CERO CON PUT.
- SER CAPAZ DE CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO QUE SE PROPONE, CON BASE EN LAS CONDICIONES DE
FUNCIONAMIENTO QUE SE REQUIEREN.
- OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE, LAS FORMAS DE ONDA PRESENTES EN EL CIRCUITO A PROBAR.
MARCO TEÓRICO
- EN ESTA PARTE DEL CURSO SE EXPONDRÁ EL MÉTODO DE CEBADO DE TIRISTORES POR VOLTAJE CERO (CONOCIDO TAMBIÉN
COMO GOBIERNO POR MANDO SÍNCRONO), MEDIANTE CIRCUITOS DETECTORES DE CERO – COMPARADORES; Y SE EXPONDRÁ
TAMBIÉN UNA APLICACIÓN DE ESTOS CIRCUITOS, FUNDAMENTAL EN LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA: EL INTERRUPTOR
SÍNCRONO.
- CUANDO UN CIRCUITO DE POTENCIA ES “ENCENDIDO” Y “APAGADO”, SE GENERAN COMPONENTES DE ALTA FRECUENCIA QUE
CAUSAN PROBLEMAS DE INTERFERENCIA ELECTROMAGNÉTICA.
55

56. - CUANDO SE APLICA INICIALMENTE LA ENERGÍA, UNA FUNCIÓN ESCALÓN DE VOLTAJE SE APLICA AL CIRCUITO, CAUSANDO UNA
EXCITACIÓN DE CHOQUE. EL APAGADO DEL CIRCUITO EN UN INSTANTE ALEATORIO TRUNCA DE GOLPE LA CORRIENTE,
GENERANDO, DE NUEVO, ALTAS FRECUENCIAS.
- LA EXPERIENCIA HA PROBADO QUE CIRCUITOS DE CORRIENTE ALTERNA DE PROPÓSITO GENERAL, PRODUCEN UNA
INTERFERENCIA MÍNIMA CUANDO SON ENERGIZADOS ( Y DESENERGIZADOS) A CERO VOLTAJE.
- EL INTERRUPTOR IDEAL DE CA CONSISTE, ENTONCES, EN UN CONTACTO QUE SE CIERRA EN EL INSTANTE EN QUE EL VOLTAJE A
TRAVÉS DE ÉL ES CERO, Y SE ABRE EN EL INSTANTE EN QUE LA CORRIENTE A TRAVÉS DE ÉL ES CERO.
- LAS CARACTERÍSTICAS DE LOS TIRISTORES SON IDEALES PARA ELIMINAR PROBLEMAS DE INTERFERENCIA DEBIDOS A LA
INTERRUPCIÓN SÚBITA DE LA CORRIENTE (COMO LOS PRODUCIDOS POR INTERRUPTORES MECÁNICOS), Y, POR LO TANTO, HACEN
POSIBLE SU APLICACIÓN EN CIRCUITOS DE POTENCIA COMO INTERRUPTORES
SÍNCRONOS. ESTO SE DEBE A QUE, COMO SABEMOS, EL TIRISTOR SE APAGA DE
MANERA NATURAL CUANDO LA CORRIENTE ANÓDICA (O DE CONDUCCIÓN) A
TRAVÉS DE ÉL CAE A CERO.
- PARA DISPARAR AL TIRISTOR (Y, POR LO TANTO, PONERLO EN CONDUCCIÓN)
CUANDO EL VOLTAJE A TRAVÉS DE ÉL ES CERO, SE REQUIERE DE UN CIRCUITO
ESPECIAL DE DISPARO, COMO ES UN DETECTOR DE CRUCE POR CERO –
COMPARADOR.
- EJEMPLOS DE CIRCUITOS DETECTORES DE CRUCE POR CERO – COMPARADORES,
SE MUESTRAN A CONTINUACIÓN EN LA FIGURA 2.53.
Figura 2.53 Ejemplos de circuitos detectores de cruce por cero – comparadores para el disparo
síncrono
- LA FIGURA 2.53 a) MUESTRA UN CIRCUITO EN EL QUE UN PUENTE RECTIFICADOR
DE ONDA COMPLETA HACE LAS VECES DE DETECTOR, MIENTRAS QUE EL
COMPARADOR ES UN SIMPLE TRANSISTOR (T1).
- EL PUENTE RECTIFICADOR (P) ESTÁ ALIMENTADO POR EL SECUNDARIO DE UN
56

57. TRANSFORMADOR CON AISLAMIENTO, CUYO PRIMARIO SE CONECTA DIRECTAMENTE A LA ALIMENTACIÓN DE CA. EL TRANSISTOR
T1 FUNCIONA COMO AMPLIFICADOR DE VOLTAJE SOBRE LA RESISTENCIA R3; MIENTRAS QUE EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, Vi,
SEA SUPERIOR AL VOLTAJE DE UMBRAL, Vs (PROPORCIONAL AL VOLTAJE DIRECTO – EMISOR, VBE, DE T1), EL TRANSISTOR
CONDUCE Y SE MANTIENE EN UN NIVEL BAJO. EL VOLTAJE DE SALIDA, Vx, SUBIRÁ A + Va, CUYA MAGNITUD DEBE SER SUFICIENTE
PARA CEBAR AL TIRISTOR.
- EN LA FIGURA 2.53 b) UN PUENTE RECTIFICADOR (P) NUEVAMENTE HACE LA FUNCIÓN DE DETECTOR, SÓLO QUE ESTA VEZ ESTÁ
ALIMENTADO DIRECTAMENTE POR LA LÍNEA Vi, A TRAVÉS DE LA RESISTENCIA R1. TAMBIÉN AQUÍ, EL TRANSISTOR T1 HACE LAS
VECES DE COMPARADOR. EL TRANSISTOR T1 FUNCIONA EN EMISOR COMÚN DURANTE LOS SEMICICLOS POSITIVOS DE Vi, Y SU
VOLTAJE DE EMISOR SE MANTIENE FIJO EN O.7V DEBIDO AL DIODO D1 DEL PUENTE. EN CAMBIO, DURANTE LOS SEMICICLOS
NEGATIVOS, TI FUNCIONA EN BASE COMÚN Y EL EMISOR QUEDA ALIMENTADO A TRAVÉS DE R1.
- PARA EVITAR LA DISEMETRÍA DE FASES ENTRE LAS SEMIONDAS POSITIVAS Y LAS NEGATIVAS, ES PREFERIBLE USAR EL
TRANSISTOR T1 COMO ETAPA DE ATAQUE PARA UN TRANSISTOR SUPLEMENTARIO T2, MONTADO EN EMISOR COMÚN.
- LA FIGURA 2.53 c) MUESTRA UN DETECTOR – COMPARADOR CON DOS TRANSISTORES COMPLEMENTARIOS. EL TRANSISTOR T1
CONDUCE DURANTE LOS SEMICICLOS NEGATIVOS Y T2 DURANTE LOS POSITIVOS. SI EL CONTACTO S ESTÁ ABIERTO, APARECERÁ
EN X UNA SEÑAL MIENTRAS ESTÉN BLOQUEADOS LOS DOS TRANSISTORES T1 Y T2, LO QUE CORRESPONDE AL PASO POR CERO (O
POR UN VOLTAJE INFERIOR A Vs) DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, Vi.
- EN LOS CIRCUITOS DE LAS FIGURAS 2.53 a) Y b) EL TRANSISTOR T1 ES UN NPN. SE PODRÍA IGUALMENTE INVERTIR LOS TIPOS DE
TRANSISTORES (PNP POR NPN O VICEVERSA), INVIRTIENDO TAMBIÉN LAS POLARIDADES DEL PUENTE Y DE LA ALIMENTACIÓN Va;
EL VOLTAJE DE SALIDA, Vx, SERÍA ENTONCES DE POLARIDAD OPUESTA.
- EL MANUAL DEL SCR, DE GENERAL ELECTRIC, HACE REFERENCIA A LA NORMA NEMA W – 2 EN QUE ESTABLECE QUE PARA QUE LA
INFLUENCIA ELECTROMAGNÉTICA (EMI) SEA MÍNIMA, SE DEBE ASEGURAR EL DISPARO DEL TIRISTOR, EN UN INTERRUPTOR
SÍNCRONO, ANTES DE QUE EL VOLTAJE INSTANTÁNEO A TRAVÉS DE ÉL EXCEDA DE 5 VOLTS.
- SI LA ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO ES UNA FUENTE DE VOLTAJE DE CA DE 120Vrms A 60 Hz DE FRECUENCIA, ESTE VALOR LÍMITE
DE Eac = 5V DETERMINA UN ÁNGULO MÁXIMO DE DISPARO θ IGUAL A:
Eac = Ep sen ωt; de donde ωt = θ = sen-1
(Eac/Ep); θ = sen-1
(eac/1.41Eac,rms)
57

58. θ = sen-1
[5V/(1.41)(120Vrms) = sen-1
(5v/170V)
θ = 1.68° = 1° 41’ 07” (1)
- CONSIDERANDO QUE UNA ONDA DE 60 Hz DE FRECUENCIA TIENE UN PERÍODO T=1/f = 1/60 Hz = 16.67 ms, AL ÁNGULO θ LE
CORRESPONDE UN TIEMPO t IGUAL A:
(360°/16.67 ms) = (θ/t); de donde :
t= (16.67 ms)θ/(360°) = [(16.67ms)(1.68°)]/(360°)
t = 78.03 μs (2)
- ESTO QUIERE DECIR QUE, PARA QUE EN UN INTERRUPTOR SÍNCRONO, LA INTERFERENCIA ELECTROMAGNÉTICA SEA MÍNIMA AL
ENCENDER Y/O APAGAR EL CIRCUITO, EL DISPARO DEL TIRISTOR DEBE PRODUCIRSE ANTES DE QUE EL VOLTAJE INSTANTÁNEO A
TRAVÉS DE ÉL REBASE LOS 5V. ESTO OCURRE EN UN ÁNGULO θ = 1.68°, A LOS 78μs DE INICIADO EL SEMICICLO DEL VOLTAJE DE
ALIMENTACIÓN.
CIRCUITO.
- A CONTINUACIÓN SE PRESENTAN DOS CIRCUITOS DE INTERRUPTORES SÍNCRONOS CON SCR, QUE CUMPLEN CON LA CONDICIÓN
ESTABLECIDA DE DISPARAR AL TIRISTOR, EN UN VOLTAJE CERCANO A CERO.
- EN PRIMER LUGAR SE PRESENTA UN INTERRUPTOR POR
VOLTAJE CERO CON SCR, CUYO CIRCUITO DETECTOR –
COMPARADOR ESTÁ CONSTITUIDO POR UN PUT
(TRANSISTOR MONOUNIÓN PROGRAMABLE, ESTUDIADO
ANTERIORMENTE). LA FIGURA 2.54 MUESTRA ESTE
CIRCUITO.
- EN ESTE CIRCUITO, EL PUT COMPARA EL VOLTAJE
DETECTADO POR EL DIODO D1, CON EL VOLTAJE DE
REFERENCIA QUE PROPORCIONA LA BATERÍA DE 5V
Figura 2.54 Interruptor por Voltaje Cero con put
- EN ESTE CIRCUITO, EL PUT COMPARA EL VOLTAJE
58

59. DETECTADO POR EL DIODO D1, CON EL VOLTAJE DE REFERENCIA QUE PROPORCIONA LA BATERÍA DE 5V.
- UNA VEZ QUE EL CONTACTO S SE CIERRA, EL PUT PUEDE ENTRAR EN CONDUCCIÓN MEDIANTE UNA CORRIENTE DE PUERTA QUE
FLUYE A TRAVÉS DE LAS RESISTENCIAS R1 Y R2, Y DEL DIODO D1.
- PARA ESTE CIRCUITO, PROPUESTO POR EL MANUAL DEL SCR, DE GENERAL ELECTRIC, SE EMPLEA UN PUT C13Y.
- ESTE PUT SE DISEÑA ESPECÍFICAMENTE PARA DISPARARSE CON UNA CORRIENTE DE PUERTA NEGATIVA (QUE SALE DEL
TERMINAL DE PUERTA). AL CONDUCIR EL PUT, FLUIRÁ UNA CORRIENTE HACIA LA PUERTA DEL SCR (IGT), DISPARÁNDOLO Y
PONIÉNDOLO EN CONDUCCIÓN, SIN EMBARGO, ESTO SÓLO OCURRIRÁ MIENTRAS EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SEA MENOR A
5V.
- TAN PRONTO COMO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SUPERE LOS 5V DE REFERENCIA, EL DIODO D1 QUEDARÁ POLARIZADO
INVERSAMENTE. POR LO TANTO, NO HABRÁ CORRIENTE DE PUERTA EN EL PUT Y ÉSTE NO CONDUCIRÁ. AL NO CONDUCIR EL PUT,
NO FLUIRÁ CORRIENTE HACIA LA PUERTA DEL SCR Y ÉSTE NO SE DISPARARÁ.
- COMO SE OBSERVA, ESTE CIRCUITO CUMPLE CON LA CONDICIÓN DE DISPARAR AL SCR, Y, POR LO TANTO, ENERGIZAR A LA
CARGA, EN UN NIVEL DE VOLTAJE INFERIOR A 5V, YA QUE LA PUERTA DEL PUT MUESTREA EL VOLTAJE ANÓDICO DEL SCR QUE,
ANTES DEL DISPARO, ES EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
- ENTONCES, EL SCR SE DISPARA EN UN ÁNGULO MÁXIMO θ = 1.68°, SEGÚN SE CALCULÓ EN (1). POR LO TANTO CONDUCE CORRIENTE
HACIA LA CARGA PRÁCTICAMENTE TODO EL SEMICICLO POSITIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, BLOQUEÁNDOSE E
INTERRUMPIENDO LA CORRIENTE CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN PASA POR CERO HACIA SU SEMICICLO NEGATIVO Y
DURANTE ÉSTE.
- AUNQUE EL CONTACTO S SE CIERRE EN UN INSTANTE EN QUE LA MAGNITUD DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SEA
CONSIDERABLEMENTE ALTA, EL SCR NO ENTRARÁ EN CONDUCCIÓN HASTA EL INICIO DEL SIGUIENTE SEMICICLO POSITIVO,
ANTES DE QUE EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SEA MAYOR QUE 5V
- ASÍ, COMO EL CIRCUITO DE CARGA SE ENERGIZA EN UN NIVEL DE VOLTAJE CERCANO A CERO, Y SÉ DESENERGIZA CUANDO LA
CORRIENTE SE APROXIMA A CERO, LA INTERFERENCIA ELECTROMAGNÉTICA PRODUCIDA SERÁ MÍNIMA.
- EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.54 MUESTRA VALORES TÍPICOS PARA R1 Y R2, SUGERIDOS POR EL MANUAL DEL SCR, DE GENERAL
ELECTRIC.
59

60. - EL VALOR DE R3 DEBE SER TAL QUE LA CORRIENTE DE FUGA INVERSA A TRAVÉS DEL DIODO D1, CUANDO EL VOLTAJE DE
ALIMENTACIÓN ES MAYOR QUE 5V, NO DAÑE LA PUERTA DEL PUT, O SEA:
R3 < (VGRM + 5V)/IR (3)
- DONDE VGRM ES EL VOLTAJE DE AVALANCHA DE PUERTA DEL PUT (TÍPICAMENTE 5V), E IR ES LA CORRIENTE INVERSA DE FUGA DEL
DIODO D1.
- EL DIODO D2 IMPIDE EL FLUJO DE CORRIENTE HACIA LA CARGA, A TRAVÉS DE R2, R3 Y D1, DURANTE EL SEMICICLO NEGATIVO DEL
VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN. ENTONCES, EL VOLTAJE DE CARGA SERÁ UN VOLTAJE DIRECTO RECTIFICADO EN MEDIA ONDA.
- LA FIGURA 2.55 MUESTRA OTRO CIRCUITO DE UN INTERRUPTOR SÍNCRONO CON SCR. ESTE ES EL CIRCUITO QUE SE PROPONE
PROBAR EN ESTA PRÁCTICA.
- EN ESTE CIRCUITO, LA RED FORMADA POR LAS RESISTENCIAS R1, R2 Y R4, LOS DIODOS D1 Y D2, Y EL CAPACITOR C1, HACE LAS
FUNCIONES DE DETECTOR DE CRUCE POR CERO. EL TRANSISTOR Q1 ACTÚA COMO COMPARADOR, Y LA RESISTENCIA R3 Y EL
DIODO D3 PROPORCIONAN LA CORRIENTE DE PUERTA PARA CEBAR AL SCR.
- EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO ES EL SIGUIENTE. CUANDO EL TRANSISTOR Q1 ESTÁ EN CORTE, UN VOLTAJE ANÓDICO
POSITIVO EN EL SCR PROVOCA QUE UNA CORRIENTE FLUYA HACIA SU PUERTA, A TRAVÉS DE D3 Y R3 DISPARÁNDOLO Y
PONIÉNDOLO EN CONDUCCIÓN
Figura 2.55 Interruptor Ideal de Media Onda
- CUANDO Q1 ESTÁ POLARIZADO PARA CONDUCCIÓN, LA
CORRIENTE A TRAVÉS DE R3 ES DERIVADA HACIA EL COLECTOR
DE Q1, DE MODO QUE LA CORRIENTE QUE LLEGA AL PUNTO G (EN
EL CIRCUITO) NO FLUIRÁ HACIA LA PUERTA DEL SCR, SINO QUE
SE DERIVARÁ TODA HACIA EL COLECTOR DE Q1, QUE, AL ESTAR
EN CONDUCCIÓN, REPRESENTA UN CAMINO DE MENOR
IMPORTANCIA PARA LA CORRIENTE. EN ESTAS CONDICIONES, EL
SCR NO SE CEBARÁ.
- EL ESTADO DE CORTE O CONDUCCIÓN DE Q1 ES CONTROLADO
60

61. POR EL CONTACTO S. CUANDO EL CONTACTO S ESTÁ ABIERTO, EL SEMICICLO NEGATIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN CARGA
AL CAPACITOR C1 A SU VALOR PICO, A TRAVÉS DE R1 Y D1.
- CONFORME EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN “CAIGA” HACIA CERO DESDE SU PICO NEGATIVO, EL CAPACITOR C1 SE DESCARGA A
TRAVÉS DE D2 Y R2, APLICANDO AL TRANSISTOR Q1 UNA POLARIZACIÓN TAL QUE LO PONE EN CORTE.
- LO ANTERIOR PROVOCA QUE EL SCR SE DISPARE TAN PRONTO COMO EL VOLTAJE DE CA DE ALIMENTACIÓN COMIENCE SU
SEMICICLO POSITIVO, PUES LA CORRIENTE A TRAVÉS DE R3 Y D3 FLUIRÁ TODA HACIA LA PUERTA DEL TIRISTOR.
- DE ESTA MANERA SE OBTIENE UN “ENCENDIDO” SÍNCRONO DEL CIRCUITO DE CARGA. EL SCR PERMANECE EN CONDUCCIÓN
DURANTE EL RESTO DEL SEMICICLO POSITIVO, BLOQUEÁNDOSE DE MANERA NATURAL Y SINCRÓNICA, CUANDO LA CORRIENTE
DE CARGA CRUCE POR CERO HACIA EL SEMICICLO NEGATIVO.
- AUNQUE EL CONTACTO S PERMANEZCA ABIERTO DURANTE EL PERÍODO ALEATORIO A (COMO INDICA LA FIGURA 2.56), SIN
IMPORTAR EN QUÉ PUNTO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SE ABRA O CIERRE, EL SCR CONDUCIRÁ SÓLO POR SEMICICLOS
COMPLETOS.
Figura 2.56 Formas de onda asociadas al circuito de la figura 2.55
- SI EL CONTACTO S SE CIERRA, EL CAPACITOR C1 NO SE CARGARÁ
DURANTE EL SEMICICLO NEGATIVO. ENTONCES FLUIRÁ UNA
CORRIENTE A TRAVÉS DE R5 Y R3 HACIA LA BASE DEL TRANSISTOR Q1,
QUE CONDUCIRÁ A SATURACIÓN AL INICIO DEL SEMICICLO POSITIVO,
ANTES DE QUE EL SCR PUEDA DISPARARSE, ADEMÁS DE QUE LA
CORRIENTE DE PUERTA ES DERIVADA HACIA EL COLECTOR DE Q1. EN
ESTAS CONDICIONES, EL SCR PERMANECERÁ BLOQUEADO,
INTERRUMPIENDO EL FLUJO DE CORRIENTE HACIA LA CARGA, HASTA
QUE EL CONTACTO S SE ABRA DE NUEVO
CALCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- PARA EL CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO DE LA FIGURA
2.55, SE SIGUEN LOS CRITERIOS SIGUIENTES:
61

62. 1.- PARA QUE EL SCR PUEDA DISPARARSE CON UN VOLTAJE ANÓDICO MENOR A 5V, LA RESISTENCIA R3 DEBE SER MENOR AL COCIENTE
DEL VOLTAJE DE LÍNEA AL QUE DEBE PRODUCIRSE EL DISPARO (TÍPICAMENTE 3V), DIVIDIDO POR LA MÁXIMA CORRIENTE DE PUERTA
REQUERIDA PARA CEBAR AL SCR. ESTO ES:
R3 = (3V)/IGT = (3V)/(200 μA); R3 = 15 kΩ (4)
2.- LA RESISTENCIA R4 DEBE PROPORCIONAR UNA CORRIENTE DE BASE A Q1, SUFICIENTE PARA MANTENERLO EN SATURACIÓN
DURANTE TODO EL CICLO DEL VOLTAJE CUANDO EL CAPACITOR C1 ESTÉ DESCARGANDO (CONTACTO S CERRADO). UTILIZANDO UN
VALOR MUY CONSERVADOR DE 15 PARA LA GANANCIA DE CORRIENTE DE UN TRANSISTOR 2N5172, QUE ES EL QUE SE EMPLEARÁ EN
LA PRÁCTICA, Y CUYA β MÍNIMA ES DE 100; SE TIENE:
R4 = hFER3 = 15(15 kΩ); R4 = 225kΩ (5)
EL VALOR COMERCIAL MÁS CERCANO ES R4 = 220 kΩ.
3.- LA RESISTENCIA R2 DEBE SER CONSIDERABLEMENTE MENOR QUE R4 = 220 kΩ, PARA QUE EL CAPACITOR SE DESCARGUE A TRAVÉS
DE R2 Y NO HACIA LA CARGA A TRAVÉS DE R4. EL MANUAL DEL SCR, DE GENERAL ELECTRIC, SUGIERE UN VALOR:
R2 = 47 kΩ.
4.- LA CONSTANTE DE TIEMPO R2C1 DEBE SER SUFICIENTE PARA EXTENDER LA CORRIENTE DE POLARIZACIÓN DE Q1 DURANTE TODO
EL SEMICICLO POSITIVO. POR LO TANTO DEBE SER IGUAL A T/2. PARA LA ONDA DE 60 Hz:
R2C1 = 8.33 ms; C1 = (8.33 ms)/(47 kΩ); C1 = 0.177 μF (6)
EL VALOR COMERCIAL MÁS PRÓXIMO ES DE 0.22 μF, PERO PUEDE UTILIZARSE UN ARREGLO EN PARALELO DE DOS CAPACITORES DE
0.1μF PARA OBTENER UNA CAPACITANCIA EQUIVALENTE C1 = 0.2 μF.
5.- LA RESISTENCIA R5 QUE LIMITA LA CORRIENTE DE DESCARGA DEL CAPACITOR A TRAVÉS DEL CONTACTO S CUANDO ÉSTE ESTÁ
CERRADO, DEBE SER PEQUEÑA COMPARADA CON R2. ESTO ES PARA PREVENIR QUE EL CAPACITOR C1 SE CARGUE CUANDO E
CONTACTO S ESTÉ CERRADO. EL MANUAL DEL SCR SUGIERE UN VALOR:
R5 = 10 kΩ.
RESULTADOS ESPERADOS.
- CON LOS VALORES DE LOS PARÁMETROS CALCULADOS Y ESTABLECIDOS, SE ESPERA QUE EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO DE
LA FIGURA 2.55 SEA COMO LO DESCRIBEN LAS FORMAS DE ONDA DE LA FIGURA 2.56.
62

63. - MIENTRAS EL CONTACTO S PERMANEZCA CERRADO (INTERVALOS B DE LA FIGURA 2.56), EL TRANSISTOR Q1 ESTARÁ EN
SATURACIÓN Y DERIVARÁ LA CORRIENTE A TRAVÉS DE D3 Y R3 HACIA SU COLECTOR, ALEJÁNDOLA DEL TERMINAL DE PUERTA
DEL SCR. ESTE, POR LO TANTO, NO SE CEBARÁ, Y BLOQUEARÁ EL FLUJO DE CORRIENTE HACIA LA CARGA.
- CUANDO EL CONTACTO S SE ABRE, EL CAPACITOR C1 SE CARGARÁ AL VALOR PICO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN DURANTE SU
SEMICICLO NEGATIVO, Y SE DESCARGARÁ A TRAVÉS DE D2 Y R2, APLICANDO UNA CORRIENTE INVERSA A LA BASE DEL
TRANSISTOR Q1.
- AL LLEGAR AL SEMICICLO POSITIVO DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN, ENCONTRARÁ A Q1 EN CORTE, POR LO QUE LA CORRIENTE
A TRAVÉS DE D3 Y R3 FLUIRÁ HACIA LA PUERTA DEL SCR, CEBÁNDOLO Y PONIÉNDOLO EN CONDUCCIÓN.
- SIN EMBARGO, EL DISPARO DEL TIRISTOR OCURRIRÁ SÓLO CUANDO EL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN SEA MENOR QUE EL VOLTAJE
DIRECTO BASE – EMISOR (VBE) DEL TRANSISTOR Q1 QUE ES DE O.7V. POR LO TANTO, NO IMPORTA EN QUÉ INSTANTE SE ABRA EL
CONTACTO S, EL SCR SÓLO PODRÁ DISPARARSE JUSTO AL INICIO DEL SEMICICLO POSITIVO, CONDUCIENDO DURANTE SEMICICLOS
POSITIVOS, COMO MUESTRA LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE DE LA CARGA EN LA FIGURA 2.56. DE ACUERDO A ESTO, SE
PROCEDE A REALIZAR LA PRÁCTICA.
MATERIAL Y EQUIPO.
PARA EL CIRCUITO:
Carga: Foco 60 W, RL = 20 Ω.
C1 = 0.22μF, 150V capacitor de poliéster. (O bien, arreglo en paralelo de dos capacitores de 0.1μF, 150V; de poliéster.)
R1 = 2.2 kΩ, 1/2 W.
R2 = 447 kΩ, 1/2 W.
R3 = 15kΩ, 1/2 W
R4 = 220kΩ, 1/2 W.
R5 = 10kΩ, 1/2 W.
D1-D3: 1N 4001.
Q1 : Transistor 2N5172 (npn)
SCR : C106B Protoboard.
63

64. Equipo e instrumentos:
Alimentación del circuito: Fuente de Voltaje AC, 120Vrms, 60Hz
Osciloscopio de dos canales, con sus respectivas puntas de prueba.
Alimentación del osciloscopio: Fuente de Voltaje AC, 120Vrms, 60Hz; independiente de la alimentación del circuito.
Adaptador 3 a 2 para el osciloscopio.
Multímetro
PROCEDIMIENTO.
- ARMAR EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.57, SOBRE EL QUE SE INDICAN LOS VALORES Y MATRICULAS DE LOS ELEMENTOS
Figura 2.57 “Detector de Cruce por Cero – Comparador
(Interruptor Síncrono con SCR)
- ASEGÚRESE DE CONECTAR TODOS LOS ELEMENTOS
CORRECTAMENTE.
- ENERGICE EL OSCILOSCOPIO, UTILIZANDO EL
ADAPTADOR 3 A 2 PARA ELIMINAR LA TIERRA
FÍSICA DEL INSTRUMENTO, CALÍBRELO Y AJUSTE
LAS ESCALAS DE VOLTAJE DE AMBOS CANALES A 5
VOLTS/DIVISIÓN Y ATENÚE LAS PUNTAS EN LA
POSICIÓN DE MULTIPLICADOR X 10
- ENERGICE EL CIRCUITO CONECTÁNDOLA FUENTE
DE ALIMENTACIÓN C.A. DE 120Vrms. ANTES ABRA EL
INTERRUPTOR S PARA QUE EL TRANSISTOR Q1 ESTÉ
EN CORTE Y EL SCR PUEDA CEBARSE.
PRUEBAS:
64

65. - OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN LA CARGA (EN EL OSCILOSCOPIO), RESPETE LA POLARIDAD QUE SE MARCA EN EL
CIRCUITO, SE DEBE OBSERVAR UN VOLTAJE RECTIFICADO DE MEDIA ONDA COMO EL INDICADO EN LA FIGURA 2.56 PARA EL
INTERVALO A.
- OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR (Vc1). SE DEBE OBTENER UNA FORMA DE ONDA COMO LA
INDICADA EN LA FIGURA 2.56 (RESPETE LA POLARIDAD).
- OBSERVE LA FORMA DE ONDA DE VOLTAJE DEL COLECTOR (VCE) DEL TRANSISTOR Q1. EN ESTA MEDICIÓN ES NECESARIO BAJAR LA
ESCALA DE VOLTAJE DEL OSCILOSCOPIO A 0.5 ó 0.2 VOLTS/DIVISIÓN PARA APRECIAR BIEN ESTA FORMA DE ONDA.
- FINALMENTE, CON EL CONTACTO S TODAVÍA ABIERTO, OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL SCR (VAK). SE DEBE
OBSERVAR UNA FORMA DE ONDA COMO LA MOSTRADA EN LA FIGURA 2.56 PARA EL INTERVALO A.
- UNA VEZ REALIZADAS ESTAS CUATRO PRUEBAS, CIERRE EL CONTACTO S. EL TRANSISTOR Q1 ENTRARÁ EN SATURACIÓN; EL SCR
NO SE CEBARÁ Y LA CARGA NO RECIBIRÁ VOLTAJE.
- SI SE REALIZAN LAS MEDICIONES 1 A 3 ANTERIORES, CON EL INTERRUPTOR S CERRADO, SE OBTENDRÁ CERO VOLTAJE EN TODAS
ELLAS. SOLAMENTE EL VOLTAJE EN EL SCR SEGUIRÁ LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN (INTERVALOS B DE LA
FIGURA 2.56).
REPORTE:
- DIBUJAR TODAS LAS FORMAS DE ONDA QUE SE HAYAN OBSERVADO, ANOTANDO VALORES DE VOLTAJE Y TIEMPOS OBTENIDOS,
DE ACUERDO A LAS ESCALAS UTILIZADAS EN EL OSCILOSCOPIO.
- ANOTAR TODAS LAS OBSERVACIONES REALIZADAS.
- ES IMPORTANTE REPORTAR LAS CONCLUSIONES Y OBSERVACIONES
- REALIZAR SIMULACIÓN EN CUALQUIER PAQUETE DE COMPUTACIÓN
BIBLIOGRAFÍA.
- SCR Manual. General Electric.
- Tiristores y Triacs. HENRI LILEN. Marcombo.
“CONTROL COSENOIDAL – CONTROL LINEAL”
(CONTROL POR ESCALÓN Y RAMPA)
65

66. OBJETIVOS ESPECÍFICOS.
- COMPRENDER LOS CONCEPTOS DE CONTROL POR ESCALÓN Y RAMPA, Y CONTROL COSENOIDAL; QUE SE APLICAN PARA LA
CONSECUCIÓN DE UN CONTROL LINEAL SOBRE EL DISPARO DE TIRISTORES.
- COMPRENDER LAS VENTAJAS DE ESTE TIPO DE CONTROL SOBRE EL QUE PROPORCIONAN LAS REDES RESISTIVAS Y LAS REDES RC;
INCLUSO SOBRE EL DISPARO DEL SCR POR UJT.
- CONOCER ALGUNOS CIRCUITOS MEDIANTE LOS CUALES SE BUSCA LOGRAR ESTE TIPO DE CONTROL LINEAL.
- CONOCER UN CIRCUITO EN EL QUE SE APLICAN LOS PRINCIPIOS DE ESCALÓN Y RAMPA, Y CONTROL COSENOIDAL, PARA LOGRAR
UN CONTROL LINEAL SOBRE EL DISPARO DEL SCR
- COMPRENDER EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO QUE SE PROPONE PARA ESTA PRÁCTICA.
- SER CAPAZ DE CALCULAR LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- OBSERVAR EN EL OSCILOSCOPIO, Y DIBUJAR POSTERIORMENTE, LAS FORMAS DE ONDA PRESENTE EN EL CIRCUITO QUE SE
PROPONE.
MARCO TEÓRICO.
- REFIRIÉNDOSE A LA PRÁCTICA 4, LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA DEL CIRCUITO PROPUESTO ES NO LINEAL. EN ESTE CIRCUITO SE
CONTROLA EL ÁNGULO DE FASE DEL VOLTAJE EN LA CARGA (MEDIANTE EL CONTROL DEL ÁNGULO DE DISPARO DEL TIRISTOR) A
TRAVÉS DE UNA RESISTENCIA VARIABLE.
- PARA PODER TENER UN CONTROL SOBRE UN RANGO DADO,
SIN EMBARGO, SE REQUIERE UN CAMBIO MUY GRANDE EN EL
VALOR DE LA RESISTENCIA DE AJUSTE (POTENCIÓMETRO DE
5MΩ PARA LA RED RESISTIVA DE LA PRÁCTICA 4), LO QUE
REPRESENTA UNA BAJA “GANANCIA” DE CONTROL.
- LA FIGURA 2.58 MUESTRA UN CIRCUITO DE CONTROL
CONVENCIONAL CON TRANSISTOR MONOUNIÓN (UJT)
Figura 2.58 Circuito de Control de Fase Convencional
- EL DIODO ZENER FIJA EL VOLTAJE DEL CIRCUITO DE
66

67. CONTROL A UN NIVEL DETERMINADO (VBB), COMO SE
MUESTRA EN LA FIGURA 2.59 a)
Figura 2.59 a) Formas de onda, y b) Función de Transferencia;
del circuito de control convencional de
la Figura 2.58
- COMO EL VOLTAJE PICO (O VOLTAJE O DISPARO), Vp,
DEL EMISOR DEL TRANSISTOR MONOUNIÓN (UJT) ES
UNA FRACCIÓN DETERMINADA DEL VOLTAJE DE
INTERBASE, VBB, COMO INDICA LA CURVA PUNTEADA
EN LA FIGURA 259 a); EL CAPACITOR SE CARGARÁ HACIA VBB EN UNA CURVA EXPONENCIAL HASTA QUE SU VALOR ALCANCE Vp.
- SUPONIENDO, POR CONVENIENCIA, QUE Vp ES 0.63VBB (Vp = ηVBB, PARA EL UJT), EL DISPARÓ OCURRIRÁ A UNA DETERMINADA
CONSTANTE DE TIEMPO.
- POR LO TANTO, PARA CUBRIR UN RANGO DESDE 0.3 A 8.0 MILISEGUNDOS, EL PRODUCTO R1C1 DEBE CAMBIAR EN LA MISMA
PROPORCIÓN.
- DADO QUE EL VALOR DEL CAPACITOR C1 ES
CONSTANTE, LA RESISTENCIA R1 DEBE ENTONCES
VARIAR EN UN RANGO 27:1
- ESTE RANGO NO SÓLO ES BASTANTE GRANDE, SINO
QUE, ADEMÁS, LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA DE R1
RESPECTO DEL PORCENTAJE DEL VOLTAJE EN LA
CARGA, VL, ES NO LINEAL, COMO LO MUESTRA LA
FIGURA 2.59 b)
- SI REEMPLAZAMOS LA RESISTENCIA VARIABLE R1 DE
LA FIGURA 2.58, POR UN TRANSISTOR PNP, COMO
MUESTRA LA FIGURA 2.60 a),
Figura 2.60. Rampa controlada por Transistor en Serie
67

68. - Y APLICANDO UNA SEÑAL DE CD ENTRE EMISOR Y BASE, SE OBTIENE UNA ALTA GANANCIA DE CORRIENTE, PERO EL RANGO DE
ESA CORRIENTE DE BASE DE NUEVO DEBE SER DE 27:1
- LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA, FIGURA 2.60 b), ADEMÁS, SIGUE SIENDO NO LINEAL.
- LA GANANCIA DE CONTROL (QUE SE REFIERE A LA PENDIENTE DE LA CURVA DE LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA) PUEDE
HACERSE MUY GRANDE, MEDIANTE EL USO DE UN POTENCIÓMETRO DE 5 MΩ DE RESISTENCIA, COMO MUESTRA LA FIGURA 2.61 a).
(a) (b)
Figura 2.61. Pedestal controlado por Resistencia
- DADO QUE LA CARGA EXPONENCIAL DEL CAPACITOR ES BASTANTE RÁPIDA, Y LIMITADA POR EL DIVISOR DE VOLTAJE EN EL
POTENCIÓMETRO, LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA ES DE NUEVO NO LINEAL COMO LO MUESTRA LA FIGURA 2.61 b).
- EL USO DE UN TRANSISTOR NPN, COMO LO MUESTRA LA FIGURA 2.62 a), PROPORCIONA UNA ALTA GANANCIA DE CORRIENTE, PERO
LA NO LINEALIDAD DE LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA SIGUE PRESENTE (Figura 2.62 b)).
68

69. Figura 2.62. Pedestal controlado por Transistor en
Paralelo.
- SI LOS CIRCUITOS DE LAS FIGURAS 2.58 Y
2.61(a) SE COMBINAN CON UN DIODO DE
ACOPLAMIENTO, COMO MUESTRA LA
FIGURA 2.63 a), PUEDE HACERSE QUE LA
FUNCIÓN RAMPA EXPONENCIAL DE
CARGA DEL CAPACITOR COMIENCE A
PARTIR DE UN “PEDESTAL” DE VOLTAJE,
DETERMINADO POR EL POTENCIÓMETRO
R3.
- LA CURVA 1 DE LA CARACTERÍSTICA DE TRANSFERENCIA DE LA FIGURA
2.63 b) SE OBTIENE CUANDO R1 ES FIJADA PARA UNA CONSTANTE DE
TIEMPO R1C1 = 8 ms.
- UNA GANANCIA DE CONTROL MÁS ALTA SE OBTIENE (CURVA 2) HACIENDO
LA CONSTANTE DE TIEMPO R1C1 = 25 ms.
Figura 2.63 Pedestal controlado por Resistencia, con Rampa Lineal
- LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL CAPACITOR (Vc) ES UNA RAMPA
CASI LINEAL ASENTADA SOBRE UN PEDESTAL DE ALTURA VARIABLE,
SEGÚN MUESTRA LA FIGURA 2.63 c).
- PEQUEÑOS CAMBIOS EN LA ALTURA DEL PEDESTAL PRODUCEN CAMBIOS
GRANDES EN EL ÁNGULO DE DISPARO
- LA RELACIÓN LINEAL ENTRE LA ALTURA DEL PEDESTAL Y EL ÁNGULO DE
FASE (DE DISPARO), RESULTA SIN EMBARGO, EN UNA FUNCIÓN DE
TRANSFERENCIA NO LINEAL, DEBIDO A LA FORMA DE LA ONDA SENOIDAL
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70. DEL VOLTAJE DE ALIMENTACIÓN.
CIRCUITO.
- LA GANANCIA DE CONTROL ALTA Y LA LINEALIDAD BUSCADAS, SE OBTIENEN HACIENDO QUE EL CAPACITOR C1 SE CARGUE CON
LA FORMA DE ONDA SENOIDAL NO RECORTADA , COMO MUESTRA EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.64 a), DE ESTA MANERA SE AÑADE
UNA ONDA COSENOIDAL A LA RAMPA LINEAL PARA COMPENSAR LA FORMA DE ONDA SENOIDAL DEL VOLTAJE DE
ALIMENTACIÓN, RESULTANDO LA CARACTERÍSTICA DE TRASFERENCIA LINEAL QUE SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.64 b).
- LA GANANCIA DEL SISTEMA PUEDE AJUSTARSE SOBRE UN AMPLIO RANGO CAMBIANDO LA MAGNITUD DE LA RESISTENCIA DE
CARGA, R1, COMO INDICA LA FIGURA 2.64 c).
- EL FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO ES SIMILAR, EN PARTE, AL FUNCIONAMIENTO DEL OSCILADOR DE RELAJACIÓN CON UJT. EL
DIODO ZENER PROPORCIONA EL VOLTAJE DE INTERBASE, VBB, QUE ALIMENTA AL CIRCUITO DEL UJT.
- EL CAPACITOR C1 SE CARGARÁ AL VOLTAJE DE DISPARO DEL UJT, Vp, QUE ES UNA FRACCIÓN DEL VOLTAJE DE INTERBASE, VBB,
DETERMINADA POR LA RELACIÓN INTRÍNSECA, η, DEL TRANSISTOR:
Vp = ηVBB (1)
Figura 2. 64 Pedestal controlado por Resistencia, con Rampa Cosenoidal Modificada
- EL CAPACITOR SE CARGA PRINCIPALMENTE A TRAVÉS DEL
POTENCIÓMETRO R3. LA RESISTENCIA DE CARGA, R1, EN REALIDAD, SÓLO
TIENE LA FUNCIÓN DE INTRODUCIR UNA FORMA DE ONDA COSENOIDAL
A LA RAMPA DE CARGA DEL CAPACITOR, QUE DEJA DE SER
EXPONENCIAL, PARA LOGRAR LA LINEALIDAD DE LA FUNCIÓN DE
TRANSFERENCIA.
- CUANDO EL VOLTAJE EN EL CAPACITOR ALCANZA EL VALOR DE
DISPARO DEL UJT (Vc = Vp), ÉSTE ENTRA EN CONDUCCIÓN Y EL
CAPACITOR SE DESCARGA HACIA LA BASE 1 DEL UJT, PRODUCIENDO LOS
PULSOS DE DISPARO EN EL TRANSFORMADOR T1.
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71. - LA FIGURA 2.65 MUESTRA EL CIRCUITO COMPLETO PARA EL DISPARO DE UN SCR MEDIANTE EL CONTROL POR RAMPA Y PEDESTAL
(CONTROL COSENOIDAL) DE LA FIGURA 2.64 a).
- COMO PUEDE VERSE, EL CIRCUITO DE CONTROL ESTÁ TOTALMENTE AISLADO DEL CIRCUITO DE POTENCIA MEDIANTE LOS
TRANSFORMADORES T2 Y T1.
- EL TRANSFORMADOR T2 PROPORCIONA LA ALIMENTACIÓN AL CIRCUITO DE CONTROL, ENTREGANDO UNA QUINTA PARTE DEL
VOLTAJE ALTERNO DE ALIMENTACIÓN PRINCIPAL, Eac. ESTE MENOR NIVEL DE VOLTAJE ES MÁS ADECUADO PARA EL CIRCUITO DE
CONTROL CON UJT, EL CUAL OPERA CON VOLTAJES DE ENTRE 10 Y 35 Vcd.
- EL TRANSFORMADOR DE PULSOS T1 AÍSLA LA SALIDA DEL CIRCUITO DE CONTROL DEL CIRCUITO DE PUERTA DEL SCR, DIRIGIENDO
HACIA ELLA LOS PULSOS DE DISPARO PRODUCIDOS POR EL UJT.
CÁLCULO DE LOS PARÁMETROS DEL CIRCUITO.
- UNA PRIMERA CONDICIÓN ESTABLECE QUE LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO R3 DEBE SER LO SUFICIENTEMENTE BAJA
PARA CARGAR EL CAPACITOR C1 RÁPIDAMENTE, DE MODO QUE PUEDA PRODUCIRSE EL DISPARO DEL UJT Y DEL SCR TEMPRANO
EN EL SEMICICLO. EL MANUAL DEL SCR, DE GENERAL ELECTRIC PROPONE UTILIZAR UN POTENCIÓMETRO DE 5kΩ COMO R3 Figura
2.65 Control Cosenoidal por Rampa y Pedestal, para el
disparo del SCR
- TAMBIÉN SE PROPONEN LOS VALORES DE C1 =
0.1μF Y DE R2 = 470Ω
- LA CONDICIÓN MÁS IMPORTANTE SE REFIERE
A LA AMPLITUD DE LA RAMPA QUE DEBE
ESCOGERSE.
- CON UNA AMPLITUD DE RAMPA MUY
PEQUEÑA, DIGAMOS RAMPA = 0.1V, LA NO
LINEALIDAD DE LA CARACTERÍSTICA
LOGARÍTMICA DEL DIODO D1 ES MUY PRONUNCIADA, LO QUE PROVOCA QUE EL CAPACITOR C1 SE CARGUE PRINCIPALMENTE CON
LA CORRIENTE DEL DIODO, BORRANDO LA RAMPA COSENOIDAL. A UNA AMPLITUD DE RAMPA DE 1 VOLT, EN CAMBIO, LA NO
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72. LINEALIDAD DEL DIODO D1 NO ES MUY PRONUNCIADA Y PERMITE LA FORMACIÓN RAMPA COSENOIDAL, CON LOS BENEFICIOS
RESULTANTES EN LA FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA.
- UNA AMPLITUD DE RAMPA DE 1V IMPLICA QUE LA ALTURA DEL PEDESTAL DEBE SER:
Pedestal = Vp – 1V DE ACUERDO A LA FIGURA 2.64 c).
- UTILIZANDO LA ECUACIÓN 1, LA ALTURA DEL PEDESTAL, EN TÉRMINOS DEL VOLTAJE DE INTERBASE SUMINISTRADO POR EL
DIODO ZENER, ES:
Pedestal = ηVbb – IV
- EL MANUAL DEL SCR SUGIERE PARA EL CIRCUITO DE LA FIGURA 2.64 a) UN DIODO ZENER DE 20V, TAMBIÉN SUGIERE LA
UTILIZACIÓN DE UN UJT 2N2646, CUYA RELACIÓN INTRÍNSICA DE η = 0.65.
- ENTONCES:
Pedestal = [(0.65)(20V)] – (1V)
- ESTO SIGNIFICA QUE EN EL EXTREMO INFERIOR DEL POTENCIÓMETRO DEBEN CAER 12 DE LOS 20 VOLTS DEL DIODO ZENER (VBB).
ESTO ES
Pedestal = (12/20)VBB = (3/5)VBB (2)
- POR LO TANTO, LA RESISTENCIA EN EL EXTREMO INFERIOR DEL POTENCIÓMETRO DEBE SER DE 3/5 DE SU RESISTENCIA TOTAL. ES
DECIR:
R3inf = (3/5)R3 = (3/5)(5kΩ) = 3kΩ (3)
- ASÍ PUES, AL ARMAR EL CIRCUITO, EL POTENCIÓMETRO DEBE FIJARSE A 3 kΩ EN SU EXTREMO INFERIOR Y A PARTIR DE ESE VALOR
REDUCIR LA RESISTENCIA (DE ACUERDO A LA FIGURA 2.64 a)) PARA RETARDAR EL DISPARO DEL UJT Y DEL SCR.
- UNA ÚLTIMA CONDICIÓN SE REFIERE AL VALOR DE LA RESISTENCIA DE CARGA R1, QUE ESTÁ LIMITADA POR LA CORRIENTE DE
PUNTO PICO DEL UJT. ESTA CORRIENTE DEBE SER PROPORCIONADA COMPLETAMENTE POR LA RESISTENCIA R1, Y NO DEBE SER
MAYOR QUE UN DÉCIMO DE LA CORRIENTE DE CARGA DEL CAPACITOR C1, AL FINAL DEL SEMICICLO, PARA EVITAR DISTORSIONAR
LA FORMA DE ONDA.
- EL UJT 2N2646 (ó MU2646) QUE UTILIZAREMOS, TIENE UNA CORRIENTE DE PICO MÁXIMA Ip = 5μA.
- CONSIDERANDO UN NIVEL DE VOLTAJE DE 1V AL FINAL DEL SEMICICLO, ENTONCES:
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73. R1 = 1V/0.1Ip = (1V)/(0.1)(5μA); R1 = 2 MΩ
EL VALOR ESTÁNDAR MÁS PRÓXIMO ES R1 = 2.2 MΩ
RESULTADOS ESPERADOS.
- CON LOS VALORES DE LOS PARÁMETROS ESTABLECIDOS Y CALCULADOS PARA NUESTRO CIRCUITO, SE ESPERA OBTENER UNA
FORMA DE ONDA LAQUE SE MUESTRA EN LA FIGURA 2.66.
- EL VOLTAJE INTERBASE, VBB = 20V, ES EL VOLTAJE DEL DIODO ZENER. EL VOLTAJE DE PICO Vp = 13V ES EL VOLTAJE AL QUE DEBE
CARGARSE EL CAPACITOR C1 PARA DISPARAR EL UJT. LA ALTURA DEL PEDESTAL IGUAL A 12V, ESTÁ DETERMINADA POR EL
DIVSOR DE VOLTAJE EN EL EXTREMO INFERIOR DEL
POTENCIÓMETRO, EN ESTE CASO FIJO EN 3kΩ
Figura 2.66 Forma de onda del voltaje en el capacitor (Vc), para el circuito de
la Figura 2.67
- LA ALTURA DEL PEDESTAL (Y, POR LO TANTO, LA AMPLITUD
DE LA RAMPA COSENOIDAL) PUEDE AJUSTARSE REDUCIENDO
O AUMENTANDO LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO
(SEGÚN EL SENTIDO QUE INDICA LA FIGURA 2.64 a)). AL
REDUCIR LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO, LA ALTURA
DEL PEDESTAL BAJA Y LA AMPLITUD DE LA RAMPA CRECE ESTO IMPLICA UN RETARDO EN EL DISPARO DEL UJT, Y POR
CONSIGUIENTE, DEL SCR. SI LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO AUMENTA, LA AMPLITUD DE LA RAMPA SE REDUCE AL
AUMENTAR LA ALTURA DEL PEDESTAL. DEBE PROCURARSE QUE EL PEDESTAL NO CREZCA MÁS ALLÁ DE 12.8V PARA EVITAR QUE
LA CARACTERÍSTICA NO LINEAL DEL DIODO D1 DESTRUYA LA RAMPA COSENOIDAL.
MATERIAL Y EQUIPO.
PARA EL CIRCUITO (Figura 2.67) CARGA: FOCO 60W, RL = 20Ω T2 : TRANSFORMADOR 120 – 24V, 2ª.
P.R : PUENTE RECTIFICADOR, PUEDE FORMARSE CON DIODOS 1N4001 RZ = 4.7 kΩ, 5W. DZ = DIODO ZENER 20V,
1W. R1 = 2.2 MΩ, 1/2 W R2 = 470Ω, 1/2 W R3 = POTENCIÓMETRO 5kΩ. C1 = 0.1μF, 25V; CAPACITOR CERÁMICO DE
DISCO D1 = 1N4001.UJT : 2N2646 ó MU2646 T1 : TRANSFORMADOR DE PULSOS SCR : C106B. PROTOBOARD.
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74. EQUIPO E INSTRUMENTOS:
ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO: FUENTE DE VOLTAJE CA, 120Vrms, 60Hz.. OSCILOSCOPIO DE DOS CANALES, CON SUS RESPECTIVAS PUNTAS DE
PRUEBA. ALIMENTACIÓN DEL OSCILOSCOPIO: FUENTE DE
VOLTAJE CA, 120Vrms, 60Hz; INDEPENDIENTE DE LA
ALIMENTACIÓN DEL CIRCUITO. ADAPTADOR 3 A 2, PARA EL
OSCILOSCOPIO. MULTÍMETRO.
PROCEDIMIENTO. EN PRIMER LUGAR ARME EL CIRCUITO DE
LA FIGURA 2.67. EN ELLA SE INDICAN LOS VALORES DE LOS
PARÁMETROS Y LAS MATRÍCULAS DE LOS ELEMENTOS.
Figura 2.67 Circuito, “Control Cosenoidal – Control Lineal” (Control
Cosenoidal por Rampa y Pedestal, para disparo del SCR)
- CONECTAR CORRECTAMENTE LOS ELEMENTOS DEL
CIRCUITO, CONECTANDO CORRECTAMENTE LAS
RESISTENCIAS Y POTENCIÓMETRO, EL UJT Y EL SCR
- ESCOJA LAS ESCALAS ADECUADAS EN EL OSCILOSCOPIO
UTILIZANDO PUNTAS ATENUADAS
PRUEBAS.
- OBSERVAR LAS CURVAS DE VOLTAJE EN EL CAPACITOR C1 (Vc). OBSERVANDO COMO VARÍA LA ALTURA DEL PEDESTAL Y LA AMPLITUD DE LA RAMPA, CONFORME
VARÍA LA RESISTENCIA DEL POTENCIÓMETRO R3
- LA MÁXIMA AMPLITUD DE Vc CORRESPONDE AL VOLTAJE PICO Vp DEL UJT, QUE SE HA CALCULADO EN 13V.
- EL PERÍODO DE LA ONDA DE VOLTAJE EN EL CAPACITOR ES IGUAL IGUAL A T/2, QUE PARA EL VOLTAJE ALTERNO DE ALIMENTACIÓN, DE 60 Hz DE FRECUENCIA ES
DE 8.33 ms.
- OBSERVAR EN EL OTRO CANAL DEL OSCILOSCOPIO LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL SCR, OBSERVANDO COMO VARÍA EL ÁNGULO DE DISPARO DEL SCR,
DISMINUYENDO AL AUMENTAR LA ALTURA DEL PEDESTAL (LO QUE CORRESPONDE A UN INCREMENTO DE LA RESISTENCIA EN EL EXTREMO INFERIOR DEL
POTENCIÓMETRO), Y AUMENTANDO AL DISMINUIR LA RESISTENCIA EN EL EXTREMO INFERIOR DEL POTENCIÓMETRO.
- POR ÚLTIMO, OBSERVE LA FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE RESULTANTE EN LA CARGA. ESTA FORMA DE ONDA, COMO SABEMOS, ES COMPLEMENTARIA DE LA
FORMA DE ONDA DEL VOLTAJE EN EL SCR.
ELABORAR EL REPORTE CON OBSERVACIONES Y CONCLUSIONES ASÍ COMO CON LA SIMULACIÓN
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