Leccion_7_Convertidores_CC_CC.PPT

Lección 7
Convertidores CC/CC
Sistemas Electrónicos de Alimentación
5º Curso. Ingeniería de Telecomunicación
Universidad de Oviedo

Convertidores en los sistemas
de alimentación
Convertidores CA/CC
•Con alto contenido de armónicos de baja frecuencia.
•Con bajo contenido de armónicos de baja frecuencia.
Convertidores CC/CC
•Convertidores conmutados.
•Convertidores lineales
Convertidores CC/CA
ATE Univ. de Oviedo SISAL001.00

Carga
Realimentación
Convertidores CC/CC basados en
reguladores lineales (I)
Idea básica

reguladores lineales (II)
Realización física
Carga
Realimentación

reguladores lineales (III)
Cálculo del rendimiento
Vg
VT
VO
+
+ -
-
Ig
IR  Ig
= (VO·IR) / (Vg·Ig)
  VO / Vg
IR
 El rendimiento depende de la tensión de entrada.
 El convertidor sólo puede reducir la tensión de entrada.

Sistemas basados en reguladores lineales
Red
CA
Carga1
+5V
Carga2
+15V
Carga3
-15V
Transformador de baja
frecuencia Rectificadores Reguladores Lineales

Sistema de alimentación basado
en reguladores lineales
 Pocos componentes.
 Robustos
 Sin generación de EMI
Pesados y voluminosos
 Bajo rendimiento

Convertidores CC/CC conmutados (I)
Idea básica
Carga
Regulador lineal
Vg
Carga
PWM VO
+
-
VO
Vg
t
Regulador conmutado

Convertidores CC/CC conmutados (II)
Filtrando la tensión sobre la carga
Vg
PWM VO
+
-
VO
Vg
t
VF
Vg
t
VO
Filtro
pasa-
bajos
Vg
VO
+
-
VF
+
-

Convertidores CC/CC conmutados (III)
¿Se puede usar un filtro “C”?
VF
Vg
t
VO
Filtro
pasa-
bajos
Vg VO
+
-
VF
+
- Vg
VO
+
-
Vg
t
VO
NO se puede

Convertidores CC/CC conmutados (IV)
¿Se puede usar un filtro “LC” sin más?
Vg
VO
+
-
porque interrumpe bruscamente la corriente en la bobina
iL
Filtro
pasa-
bajos
Vg VO
+
-
VF
+
-
NO se puede

Convertidores CC/CC conmutados (V)
El primer convertidor básico:
El convertidor REDUCTOR (Buck)
este diodo soluciona
los problemas
Filtro
pasa-
bajos
Vg VO
+
-
VF
+
- Vg VO
+
-
VF
+
-
VF
Vg
t
VO

Análisis del convertidor reductor (Buck) (I)
Hipótesis del análisis:
• La tensión de salida no varía en un ciclo de
conmutación.
• La corriente en la bobina no llega a valer nunca
cero (modo continuo de conducción).
T
d·T
t
t
t
t
iS
iD
iL
Mando
iS
iL
iD
Vg
VO
iD= iL
VO
-
+
iS= iL
Vg VO
+
-
Durante d·T
Durante (1-d)·T ATE Univ. de Oviedo SISAL012.00

Análisis del convertidor reductor (II)
¿Cómo calcular la relación entre variables eléctricas?
Para ello, vamos a recordar dos propiedades de las bobinas y de
los condensadores en circuitos que estén en régimen permanente:
• La tensión media en una bobina es nula.
• La corriente media en un condensador es nula.
En caso contrario,
crecería indefinidamente
la corriente en la bobina
y la tensión en el
condensador
(incompatible con el
régimen permanente).
+
-
Circuito en
régimen
permanente
vL = 0
iC = 0

Análisis del convertidor reductor (III)
Frecuentemente, cuando se opera en “modo continuo de
conducción”, la forma de onda de tensión en la bobina es
rectangular  “suma de productos voltios·segundos = 0”
+
-
Circuito en
régimen
permanente
vL = 0
iL
T
d·T
t
t
iL
Mando
vL
t
-
+
Áreas iguales

Análisis del convertidor reductor (IV)
• Aplicación del balance “suma de
productos voltios·segundos = 0”
T
d·T
t
t
iL
Mando
vL
t
-
+
Vg- VO
IO
- VO
(Vg- VO)·d·T - VO·(1-d)·T = 0  VO = d·Vg
• Corriente media nula por el
condensador
+
-
vL = 0
Vg
IO
VO
+
-
iL
iC = 0 R
iL = IO = VO/R

Análisis del convertidor reductor (V)
• Aplicación del balance de potencias
iS = IO·VO/Vg  iS = IO·d
• Corriente media por el diodo
iD = iL - iS  iD = IO·(1-d)
vS max = vD max = Vg
VO
+
-
Vg
IO
R
iS
iL
iD
+
-
vS
vD
+
-
•Tensiones máximas
T
d·T
t
t
iS
iD
iS
iD

Análisis del convertidor reductor (VI)
Otra forma de razonar (I):
+
-
vL = 0
Vg
VO
+
-
R
vD
+
-
vD = d·Vg
vD
Vg
t
vD
T
d·T
vD = vL + VO  vD = vL + VO = VO
Luego: VO = d·Vg

Análisis del convertidor reductor (VII)
Otra forma de razonar (II):
VO = Vg·d
IO = ig/d
Transformador ideal de continua
Vg
VO
+
-
R
IO
ig
1 : d
Esta forma de razonar es válida para cualquier convertidor
no disipativo (combiando la relación de transformación).

¿Es posible encontrar un convertidor que
eleve tensión? (I)
Partimos del convertidor reductor:
Vg
VO
Controlado
por el mando
Incontrolado
Vg
R VO
Convertidor reductor
Vg
VO
d
1-d
Flujo de potencia

eleve tensión? (II)
Vg
VO
d
1-d
Flujo de potencia Vg  VO
Flujo de potencia
VO  Vg
d  1-d
1-d  d
Vg
d
Este interruptor tiene que ser el
controlado por el mando. Si no
fuera así, habría un corto circuito
permanente
Reductor
Otro convertidor
Cambiamos
las V

eleve tensión? (III)
VO
Flujo de potencia
Vg
1-d
d
Flujo de potencia
Vg
VO
d
1-d
Cambiamos la forma
de dibujar el circuito
Vg VO
Convertidor ELEVADOR (Boost)

El convertidor reductor frente al
elevador
vS max = vD max = Vg vS max = vD max = VO
VO = Vg·d VO = Vg/(1-d)
Vg  VO
VO  Vg
d  1-d
1-d  d
VO<Vg  VO>Vg
Modificaciones
Vg
VO
Reductor
vD
+
-
+ -
vS
Vg
VO
Elevador
vD
+
-
+
-
vS
Siempre VO<Vg Siempre VO>Vg

Análisis del conv. elevador (Boost)
(En modo continuo de conducción)
Durante d·T
iL= iD
Vg VO
+
-
Durante (1-d)·T
iL iD
iS
Vg
VO
iL= iS
Vg
• Balance voltios·segundos
Vg·d·T+(Vg-VO)·(1-d)·T = 0
VO = Vg/(1-d)
R
IO
• Balance de potencias
iL = IO·VO/Vg iS = iL·d
iD = iL·(1-d)
T
d·T
t
t
t
t
iS
iD
iL
Mando
iL
iS
iD

El cortocircuito y la sobrecarga
en el convertidor elevador
Vg
R
Este camino de circulación de corriente no puede
interrumpirse actuando sobre el transistor. El
convertidor no se puede proteger de esta
forma.

¿Es posible encontrar un convertidor
que pueda reducir y elevar? (I)
d
d
1-d
1-d
Reductor Elevador
Vo
+
-
Vi
+
-
Vg
VO/Vg = (VO/Vi )·(Vi/Vg ) = d/(1-d)
1-d
d
d
1-d
Vg
VO
Vg
VO

que pueda reducir y elevar? (II)
1-d
d
d
1-d
Vg
VO
A B
Durante
d·T
Durante
(1-d)·T
¿Es posible agrupar interruptores?
Basta invertir el terminal común
(masa) en el subcircuito de (1-d)T
Vg
A B
VO
-
+
A B

que pueda reducir y elevar? (III)
Durante
d·T
Durante
(1-d)·T
VO
-
+
A
B
Vg
A B
1-d
d
Vg
VO
A
B

El convertidor reductor-elevador
(buck-boost) (I)
1-d
d
Vg
VO
+
-
vD
Vg·d·T - VO·(1-d)·T = 0 VO = Vg·d/(1-d)
• Balance voltios·segundos
vS max = vD max = Vg+VO= Vg/(1-d)
• Tensiones máximas
VO
+
-
Vg
R
+
-
vS
vL
+
-

El convertidor reductor-elevador (II)
VO
+
-
Vg
IO
R
iL
iD
iS
• Balance de potencias
iS = IO·VO/Vg  iS = IO·d/(1-d)
• Corriente media por el diodo
iD = IO = VO/R
• Corriente media por la bobina
iL = iD + iS  iL = IO/(1-d)
T
d·T
t
t
t
t
iS
iD
iL
Mando
iL
iS
iD

TB1
TB2
TC1
TC2
d
1-d
TS1 TD1
TL1
TS1
TD1
TL1
TS1
TD1
TL1
Reductor
Reductor-elevador
Elevador
Otra forma de generar los
convertidores básicos

Comparando reductor y reductor-elevador
Reductor
50V
100V
2A
1A (medios)
S
D
L
100W
vS max = vD max = 100V
iS=1A iD=1A iL=2A
VAS = 100VA VAD = 100VA
Reductor-elevador
50V
2A
100V
1A (medios)
S
D
L
100W
iS=1A iD=2A iL=3A
Las solicitaciones eléctricas en el
reductor-elevador son mayores

Comparando elevador y reductor-elevador
Elevador
50V
25V
2A
4A (medios)
S
D
L
100W
vS max =vD max = 50V
iS=2A iD=2A iL=4A
Reductor-elevador
50V
2A
25V
4A (medios)
S
D
L
100W
iS=4A iD=2A iL=6A
Las solicitaciones eléctricas en el
reductor-elevador son mayores

El modo de conducción en los tres
convertidores básicos (I)
(sólo una bobina y un diodo)
Convertidor
con 1 bobina
y 1 diodo
IO
iL
R VO
+
-
Vg
iL = IO/(1-d) (elevador y reductor-elevador)
iL = IO (reductor)
T
d·T
t
t
iL
Mando
iL
El valor medio de iL depende de IO:

convertidores básicos (II)
• Al variar IO varía el valor medio de iL
• Al variar IO no varían las pendientes de iL
(dependen de Vg y de VO)
t
t
iL
iL
iL
iL
iL
iL
t
R1
Rcrit > R2
R2 > R1
Todos los casos corresponden
al llamado “modo continuo de
conducción” (mcc), en el que es
válido todo lo estudiado
Este es el caso crítico

convertidores básicos (III)
t
t
iL
iL
Rcrit
t
R3 > Rcrit
iL
iL
iL
iL
R3 > Rcrit
Sigue el modo
continuo
Modo discontinuo
¿Qué pasa si R > Rcrit ?

Comparación de la tensión de salida
en ambos modos de conducción
Recuérdese: Al variar IO varía el valor
medio de iL
t
iL
iL
iL
iL
t
R = Rcrit
R < Rcrit
iL
iL
t
R > Rcrit
Con parte negativa (modo continuo a
baja carga), la tensión de salida sería
la calculada en modo continuo.
Cuando estamos en discontinuo no
existe la parte negativa, lo que causa
que la corriente media en la bobina
crezca y por tanto lo haga la
corriente y la tensión de salida.

Nos acercamos a las condiciones críticas
(y por tanto al modo discontinuo) si:
t
t
iL
t
iL
iL
• Bajamos el valor de las bobinas
(aumentan las pendientes)
• Bajamos el valor de la frecuencia
(aumentan los tiempos en los que la
corriente está subiendo o bajando)
• Aumentamos el valor de la
resistencia de carga (disminuye el
valor medio de la corriente por la
bobina)

Existen 3 estados distintos:
• Conduce el transistor (d·T)
• Conduce el diodo (d’·T)
• No conduce ninguno (1-d-d’)·T
t
iL
Mando
t
iL
vL
T
d·T
t
d’·T
+
-
iD
t
iD
Ejemplo
VO
Vg
VO
Vg
Vg
VO
VO
Vg
(d·T) (1-d-d’)·T
(d’·T)
Modo discontinuo de conducción
VO
Vg

VO
Vg
(d·T)
VO
Vg
(d’·T)
Vg = L·iLmax/(d·T)
iL
t
iL
vL
T
d·T
t
d’·T
+
-
iD
t
iD
VO
Vg
iLmax
iLmax
Relación de transformación M=VO/ Vg :
M =d/(k)1/2 , siendo: k =2·L / (R·T)
Relación de transformación en modo
discontinuo (en el reductor-elevador)
VO = L·iLmax/(d’·T)
iD = iLmax·d’/2
iD = VO/R

• Relación de transformación en discontinuo, M:
M = d / (k)1/2 , siendo: k = 2·L / (R·T)
• Relación de transformación en continuo, N:
N = d / (1-d)
• En la frontera: M = N, R = Rcrit , k = kcrit
kcrit = (1-d)2
• Modo continuo: k > kcrit
• Modo discontinuo: k < kcrit
Frontera entre modos de conducción
(en el reductor-elevador)
t
iL
iL
Rcrit

N = d
2
M =
1 + 1 +
4·k
d2
kcrit = (1-d)
kcrit max = 1
d
M =
k
d
N =
1-d
kcrit = (1-d)2
kcrit max = 1
2
M =
1 + 1 +
4·d2
k
1
N =
1-d
kcrit = d(1-d)2
kcrit max = 4/27
Reductor Reductor-
elevador
Elevador
Extensión a otros convertidores

Incorporación de aislamiento
galvánico al convertidor reductor (I)
No vale porque el transformador
no se desmagnetiza
Lm

galvánico al convertidor reductor (II)
No vale porque el transformador se desmagnetiza
instantaneamente (sobretensión infinita)
Lm
D2
D1

galvánico al convertidor reductor (III)
Esta es la solución
Lm
Dipolo de tensión
constante

Operación en régimen permanente de un
elemento magnético con dos devanados
Circuito en régimen
permanente
n1 : n2
v1 v2
+
-
+
-
(vi /ni) = 0
vi = ni · d/dt
= B - A = (vi/ni)·dt

B
A
Ley de faraday:
En régimen permanente:
()en un periodo = 0
Luego:
Si se excita el elemento
magnético con ondas cuadradas:
“suma de productos (voltios/espiras)·segundos = 0”

Operación en régimen permanente de un elemento
magnético con varios devanados: ejemplo
“Suma de productos (voltios/espiras)·segundos = 0”
(V1/n1)·d1·T - (V2/n2)·d2·T = 0  d2 = d1·n2·V1/(n1·V2)

t
vi/ni
T
d1·T
t
d2·T
+
-
V1/n1
max
V2/n2
Para asegurar la desmagnetización: d2 < 1 - d1
V1
V2
n2
n1

El convertidor directo (forward) (I)
Vg n2
n1
Desmagnetización basada
en la tensión de entrada
V1 = V2 = Vg
Teniendo en cuenta:
d’ = d·n2/n1 d’ < 1 - d
obtenemos:
d < n1/(n1 + n2)  dmax = n1/(n1 + n2)
V1
V2
n2
n1

El convertidor directo (II)
VO
n2:n3
n1
+
-
vD2
vS
+
-
vD1
+
-
Vg
vS max = Vg+Vg·n1/n2 = Vg/(1-dmax)
vD1 max = Vg·n3/n1
vD2 max = Vg·n3/n2
dmax = n1/(n1 + n2)
Vg·n3/n1 VO
+
-
Durante d·T
VO
-
+
Durante (1-d)·T
VO = d·Vg·n3/n1
(en modo continuo)

El convertidor directo (III)
iD2
VO
Vg n2:n3
n1
iS
iL
iD1
iD3
iO
iD2·n3/n1
T
d·T
t
Mando
t
iL
iO
d’·T
iD3
iD2
iD1
iS
t
t
t
t
iD2 = IO·d iD1 = IO·(1-d)
im = Vg·T·d2/(2·Lm) (ref. al primario)
iS = IO·d·n3/n1 + im iD3 = im

Comparando reductor y directo
Reductor
50V
100V
2A
1A (medios)
S
D
L
100W
vS max=vD max=100V
iS=1A iD=1A iL=2A
VAS=100VA VAD=100VA
Mayor VS max en el directo
Directo
50V
2A
100V
1A (medios)
S
D1
L
100W
1 : 1:1
D2
D3
vS max=200V
iS=1A iD1= iD2=1A
vD1 max= vD2 max= 100V
iL=2A

Variación de Vg
vD2
VO
n2:n3
n1
+
-
vS
+
-
vD1
+
-
Vg

t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
max
Vg/n2
Alta Vg

t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
max
Vg/n2
Baja Vg

t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
max
Vg/n’2
Mejores tensiones máximas

¿Existen otras formas de
desmagnetizar el transformador?

t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
max
VC/n1
Enclavamiento RCD
(RCD clamp)
 Mal rendimiento
 Integración de parásitos
 Útil para rect. sinc. autoexc.
VC
Vg
Lm
Ld
Vg

Otras formas de desmagnetizar el
transformador: Desmagnetización resonante
 Pequeña variación de Vg
vT
t
+
-
(Resonant reset)
vT
+
-
Vg
Lm
Ld
Vg


t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
VC/n1
 Dos transistores
 Flujo sin nivel de continua
Otras formas de desmagnetizar el
transformador: Enclavamiento activo
(Active clamp)
VC = Vg·d/(1-d)
VC
Vg
Lm
Ld
Vg

 Bajas tensiones en
los semiconductores
Otras formas de desmagn. el transf.:
Convertidor directo con dos transistores

t
vi/ni
t
+
-
Vg/n1
max
Vg/n1
dmax = 0,5
VO = d·Vg·n2/n1 (en modo continuo)
vS1 max = vS2 max = Vg
vD1 max = vD2 max = Vg
vD3 max = vD4 max = Vg·n2/n1
Vg
n1 : n2
S1
D4
D3
D1
D2
S2
VO

Incorporación de aislamiento galvánico
al convertidor reductor-elevador (I)
Es muy sencillo incorporar
aislamiento galvánico

al convertidor reductor-elevador (II)
La bobina y el transformador pueden
integrarse en un único dispositivo magnético.
Dicho dispositivo magnético se calcula como
una bobina, no como un transformado.
• Debe almacenar energía.
• Normalmente tiene entrehierro

El convertidor de retroceso o
convertidor indirecto (flyback)
VO
+
-
vS
+
-
Vg
+
-
vD
n1 n2
“Suma de productos
(voltios/espiras)·segundos = 0”
d·T·Vg/n1 - (1-d)·T·VO/n2 = 0
 VO = Vg·(n2/n1)·d/(1-d)
vD max = Vg·n2/n1 + VO= Vg·(n2/n1)·/(1-d)
vS max = Vg+VO·n1/n2 = Vg/(1-d)
Máximas tensiones

Comparando retroceso y reductor-elevador
Reductor-elevador
50V
2A
100V
1A (medios)
S
D
L
100W
iS=1A iD=2A iL=3A
Las solicitaciones eléctricas son iguales
iS=1A iD=2A
50V
2A
100V
1A (medios)
S
D
100W
Retroceso
1:1

 Relación de
transformación acotada
 Bajas tensiones en
los semiconductores
Otra forma del convertidor de retroceso:
Convertidor de retroceso con dos transistores
VO = Vg·(n2/n1)·d/(1-d) (en m.c.)
dmax = 0,5
vS1 max = vS2 max = Vg
vD1 max = vD2 max = Vg
vD3 max = Vg·(n2/n1)/(1-d)
Vg
n1 : n2
S1 D3
D1
D2
S2
VO

al convertidor elevador
•No es posible incorporar aislamiento
galvánico con un único transistor
•Con varios transistores  puentes alimentados
en corriente

¿Cómo son las corrientes por los puertos
de entrada y salida de un convertidor?
d
1-d
i2
i1
Puerto de
entrada
Puerto de
salida
i2
i1
1 : N
t
i1
t
i2
Situación ideal Situación ideal

Corriente de entrada en cada convertidor
t
i1
i1
t
t
i2
t
i2
t
i2
i1
t
Reductor-elevador
i2
i1
Elevador
i2
i1
Reductor
i2
i1
ruidoso
no ruidoso
ruidoso
no ruidoso
ruidoso ruidoso

Reductor
Elevador
Reductor-elevador
Filtrando la corriente de entrada

Inversores clásicos con transistores
(alimentados desde fuente de tensión)
VO
Vg
S2
S1
“Push-pull” VO
Vg
S2
S1
Medio puente
S2
S1
Vg
S3
S4
VO
Puente completo

Obtención de convertidores CC/CC
desde los inversores clásicos (Ejemplo)
Inversor
“push-pull”
Conv. CC/CC “push-pull”
Rect. con transf.
con toma media
Rect. con dos bobinas
Rect. en puente

El convertidor “push-pull” o simétrico (I)
Convertidor directo Convertidor directo
Convertidor
“push-pull” o simétrico
B
B
H
B
B
H

El convertidor “push-pull” o simétrico (II)
S2 S1
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
Vg
VO
L
• Circuito equivalente
cuando conduce S2:
Vg·n2/n1
L VO
• Circuito equivalente
cuando conduce S1:
Vg·n2/n1
L
VO
¿Qué pasa cuando no conducen
ninguno de los dos transistores?

El convertidor “push-pull” o simétrico (III)
L
VO
iL
D1
D2
iL1
iL2
• Circuito equivalente cuando
no conducen ni S1 ni S2:
• Conducen ambos
diodos  la tensión en el
transformador es cero
• Las corrientes iL1 y iL1
deben ser tales que:
iL1 + iL2 = iL
iL1 - iL2 = iLm (sec. trans.)
VO
L

Tensiones en el convertidor
“push-pull”
• La tensión vD es la misma que en un
conv.directo con un ciclo de trabajo 2·d
 VO = 2·d·Vg·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = 2·Vg vD1max = vD2max = 2·Vg·n2/n1
S2
n1
n1
n2
n2
Vg
VO
L
vD
+
-
S1
+
-
vD1
+
-
vD2
vS1
+
-
+
-
vS2
D1
D2
t
vS2
t
t
T
d·T
t
t
Mando
t
vS1
vD1
vD2
vD
2·Vg
2·Vg
Vg·n2/n1
2·Vg·n2/n1
2·Vg·n2/n1
S1 S2
dmax = 0,5

Corrientes en el convertidor
“push-pull”
S2 S1
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
Vg
VO
L
iS1
iL
D1
D2
iD1
iD2
iS2
iO
Corrientes medias:
iS1 = iS2 = iO·d·(n2/n1) iD1 = iD2 = iO/2
t
t
t
iL
Mando
iS2
t
iD1
iS1
t
T
d·T
t
iD2
S1 S2
dmax = 0,5

Un problema presentado por el
convertidor “push-pull”
S2 S1
n1
n1
Vg
VO
iS1
iS2
• En control “modo tensión” puede llegar a saturarse el
transformador por asimetrías en la duración de los tiempos
de conducción de los transistores
• Se usa “control modo corriente”
B
B
H

El convertidor en medio
puente (“half bridge”)
• La tensión vD es la mitad que en el caso
del “push-pull”
 VO = d·Vg·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = Vg vD1max = vD2max = Vg·n2/n1
V
O
S2
n1
n2
n2
Vg
L
vD
+
-
S1
+
-
vD1
+
-
vD2
vS1
+
-
+
-
vS2
D1
D2
Vg/2
Vg/2
t
vS2
t
t
T
d·T
t
t
Mando
t
vS1
vD1
vD2
vD
Vg
Vg
Vg·0.5·n2/n1
Vg·n2/n1
Vg·n2/n1
S1 S2
dmax = 0,5

en medio puente
iD1 iL
S2
n1
n2
n2
Vg
L
iO
S1
iD2
iS1
iS2
D1
D2
V
O
Vg/2
Vg/2
Corrientes medias:
t
t
t
iL
Mando
iS2
t
iD1
iS1
t
T
d·T
t
iD2
S1 S2
dmax = 0,5

El convertidor en puente
completo (“full bridge”)
• La tensión vD es como en el caso del
“push-pull”
 VO = 2·d·Vg·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = Vg vD1max = vD2max = 2·Vg·n2/n1
V
O
S3
n1
n2
n2
Vg
L
vD
+
-
S4
+
-
vD1
+
-
vD2
vS4
+
-
+
-
vS3
D1
D2
S1
S2
vS2, vS3
t
Mando
t
vS1, vS4 Vg
Vg
t
t
t
T
d·T
t
vD1
vD2
vD Vg·n2/n1
2·Vg·n2/n1
2·Vg·n2/n1
S1, S4
S2, S3
dmax = 0,5

en puente completo
Corrientes medias:
iD1
iL
iO
iD2
iS4
V
O
S3
n1
n2
n2
Vg
L
S4
D1
D2
S1
S2
iS3
t
t
t
iL
Mando
iS2, iS3
t
iD1
iS1, iS4
t
T
d·T
t
iD2
S2, S3
S1, S4
dmax = 0,5

Problemas de saturación en el transformador
del convertidor en puente completo
• En control “modo tensión” puede llegar a saturarse el
transformador por asimetrías en la duración de los tiempos
de conducción de los transistores
• Soluciones:
• Colocar un condensador en serie CS
• Usar “control modo corriente”
S2
S1
CS
Vg
VO
S3
S4

Vg
vS
iS
Vg
Vg +
-
+
-
+
-
vS
vS
iS
iS
PO
PO
PO
vSmax = 2·Vg iS = PO/(2·Vg)
Mayores solicitaciones de tensión
 apto para baja tensión de entrada
vSmax = Vg iS = PO/Vg
Mayores solicitaciones de corriente
 apto para alta tensión de entrada
vSmax = Vg iS = PO/(2·Vg)
Menores solicitaciones eléctricas
 apto para alta potencia
Comparación entre “push-pull” y puentes

Otros temas de interés relacionados con
los sistemas de alimentación
• Rectificación síncrona
• Convertidores multisalida
• Conversión CA/CC con bajo contenido armónico
(corrección del factor de potencia)  otro tema
• Convertidores resonantes y de conmutación
suave

Rectificadores síncronos
Fuente
Drenador
Puerta
p
n+
n-
Corto circuito
n+p
Diodo
parásito

Rectificación síncrona autoexcitada
(VSALIDA < 5V) (I)
Rectificación
convencional
Rectificación
síncrona

Rectificación síncrona autoexcitada
(VSALIDA < 5V) (II)
También en rectificadores de media onda
Rectificación
convencional Rectificación
síncrona

Convertidores interesantes para
rectificación síncrona autoexcitada (I)
• Convertidores con filtro con bobina
• Convertidores sin tiempos muertos
Convertidor directo con
enclavamiento RCD

rectificación síncrona autoexcitada (II)
Convertidor directo con
enclavamiento activo

rectificación síncrona autoexcitada (III)
Convertidor directo
con desmagnetización
resonante

rectificación síncrona autoexcitada (IV)
Medio puente con control
complementario
1-d
d
d·Vg
(1-d)·Vg
Vg
(1-d)·Vg d
1-d
Vg
d·Vg

 Eficiente
 Caro
 Complejo
Sistemas multisalida: n conv. en paralelo

Sistemas basados en sólo un convertidor
conmutado (regulación cruzada)
• Se regula una salida
• Las otras quedan
parcialmente reguladas
Muy importante: las impedancias
parásitas asociadas a cada salida
deben ser lo menor posibles

Los convertidores de retroceso y directo
con regulación cruzada
Va bastante bien si el transf. está
bien hecho (sólo un diodo entre el
transformador y la carga)
Peor:
•Está la bobina en medio.
•Salidas en distintos modos

Mejorando la regulación cruzada en
el convertidor directo
Las dos bobinas
operan en el mismo
modo de conducción
n1
n2
n3
n4
Condición de diseño:
n1/ n2 = n3/ n4

Combinación de regulador
conmutado y post-regulador lineal
Post-reguladores
lineales
Regulador
conmutado

Tensión en el
condensador, VC
vg
ig
iD
VC
Corriente por los
diodos, iD
Tensión de
entrada, vg
Corriente de
entrada, ig
Conversión CA/CC con alto contenido
armónico en la corriente de entrada
Conversión con bajo
contenido armónico
 un tema completo

Pérdidas en los semiconductores y
frecuencia de conmutación
Tensión
Potencia
perdida
Corriente
A frecuencia fS A frecuencia 2·fS

Convertidores resonantes (ejemplo)
Convertidores cuasirresonantes
conmutados a corriente cero (ZCS-QRC)
Convencional
Resonante
iS
iD
iL
+
-
vS
Potencia
perdida en el
transistor
Corrientes
iS
iD
iL
vS

Conmutación suave y bajo EMI
Tensión en el
transformador
Conv. directo con enclavamiento activo
El enclavamiento
activo evita estos
problemas

Otro ejemplo
Convertidor en medio puente con
control complementario
Tensión en el
transformador
1-d
d
d·Vg
(1-d)·Vg
Vg

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