3 2 circuitos-disparo

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA
3-5 métodos y circuito disparo tiristores.
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Apunte de cátedra Autor: Domingo C. Guarnaschelli
1
CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES PARA RECTIFICADORES
CONTROLADOS
El circuito de disparo o excitación de compuerta de los tiristores, es una parte integral
del convertidor de potencia. La salida de un convertidor, que depende de la forma en
que el circuito de disparo excita a los dispositivos de conmutación (tiristores), es una
función directa del proceso de cómo se desarrolla la conmutación. Podemos decir
entonces que los circuitos de disparo, son elementos claves para obtener la salida
deseada y cumplir con los objetivos del “sistema de control”, de cualquier convertidor
de energía eléctrica.
El diseño de un circuito excitador, requiere el conocimiento de las características
eléctricas de compuerta del tiristor específico, que se va a utilizar en el circuito principal
de conmutación. Para convertidores, donde los requisitos del control no son exigentes,
puede resultar conveniente diseñarlo con circuitos discretos. En aquellos convertidores
donde se necesita la activación de compuerta con control de avance, alta velocidad, alta
eficiencia y que además sean compactos, los circuitos integrados para activación de
compuerta que se disponen comercialmente, son más conveniente.
Las partes componentes de un circuito de disparo para tiristores usados en los
rectificadores controlados por fase, a frecuencia industrial, son los siguientes: El
circuito sincronizador, el circuito base de tiempo para retrasar el disparo, el circuito
conformador del pulso, el circuito amplificador del pulso (opcional), el circuito aislador
y finalmente el circuito de protección de la compuerta del tiristor. El diagrama en
bloques siguiente, nos da una idea gral, de la Inter relación de estos componentes:
Tensión CA
de la red
eléctrica
Sincronizador
(Detector de
cruce por cero)
Circuito con
base de tiempo
para el retardo
del ángulo de
disparo
Entrada
Señal de
control
Generación y
amplificación del
pulso de disparo
Aislador del
circuito de
disparo con los
circuitos de
conmutación
Protección de
la compuerta
del tiristor
SCR1
SCR2
.
.
SCRn
Carga

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Circuito sincronizador: Este circuito, se encarga de iniciar la base de tiempo en
sincronismo con la frecuencia de red, de manera tal de retrasar el mismo ángulo
(respecto al cruce por cero de la tensión de red), el pulso de disparo, en todos los
semiciclos.
Entrada señal de control: Esta señal es la que determina el retraso del ángulo de
disparo, señal generada en forma manual o a través de un sistema realimentado. Para
este ultimo caso, la señal se genera por la interacción de la señal de referencia, la señal
realimentada y el algoritmo de control (proporcional, proporcional+integrador, etc.).
Circuito base de tiempo: En los circuitos analógicos, la base de tiempo se genera por
medio de un circuito tipo RC, o sea a través de la carga de un condensador, con una
constante de tiempo τ=CR., hasta una tensión que genera un pulso de disparo. En los
sistemas programables, la base de tiempo se genera por programación o por medio de
un temporizador interno que se carga también por programación.
Generación de los pulsos de disparo: Para la generación de los pulsos, se disponen de
muchas variantes de circuitos, con aplicación de transistores bipolares o mediante
semiconductores específicos, que generan, cortos pulsos de disparo.
Circuito de aislamiento entre el generador de pulsos y el circuito convertidor:
fundamentalmente se utilizan dos técnicas. Una es la de utilizar un transformador
aislador de pulsos y la otra un dispositivo semiconductor foto controlado de silicio,
también llamado opto acoplador. Otra técnica utilizada es a través de las fibras ópticas
con emisor en el circuito de disparo y receptor en el circuito de compuerta.
Protección de la compuerta: Se utilizan circuitos de protección contra disparos por
tensiones espurias.
Mas adelante, desarrollaremos con mas amplitud, estos elementos que componen el
circuito de disparo.
SEMICONDUCTORES QUE GENERAN PULSOS DE DISPARO
Existen una gran variedad de dispositivos semiconductores que pueden utilizarse para
generar pulsos de disparo. Entre ellos tenemos aquellos que actúan como transistores y
otros lo hacen como tiristores. Se los utiliza para generar pulsos de disparo en circuitos
de relajación (osciladores) o como disparadores por nivel de tensión.
Transistores disparadores:
UJT : Transistor unijuntura.
CUJT: Transistor unijuntura complementario
DIAC: Disparador bidirecional tipo npn.
Tiristores disparadores:
PUT: Transistor unijuntura programable.
LAPUT: Transistor unijuntura programable activado por luz.
DIODO SCHOCKLEY: Diodo tiristor.
SUS : Conmutador unilateral de silicio
DIAC: Diodo tiristor bidireccional

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SBS: Conmutador bilateral de silicio.
ST4 : Disparador asimétrico de GE.
Lámpara de Neon (poca aplicación o muy limitadas)
Analizaremos solamente el funcionamiento y aplicación de tres de estos dispositivos, el
UJT, el PUT y el DIAC, que son los mas conocidos en lo que se refiere a sus
aplicaciones.
Transistor unijuntura (UJT)
Es un dispositivo semiconductor compuesto por tres terminales; en dos terminales,
denominados base 1(B1) y base2 (B2), se sitúa una resistencia semiconductora (tipo n)
denominada “resistencia interbase RBB”, cuyo valor varia desde 4,7 a 10 K . En un
punto determinado de esta resistencia, se difunde una zona “p” que forma una juntura
diódica que se conecta al tercer terminal, denominado “emisor” (E). El grafico muestra
la característica V-I del emisor respecto a la base1 (B1), el símbolo del UJT y su
circuito equivalente:
La polarizacion se realiza aplicando una tensión positiva a la base B2 (VBB≈5 a 30 volt)
La máxima tensión aplicada, esta limitada por la disipación del UJT.
___________
VBB = √ RBB. VDmax. La corriente IB2 vale:
IB2 = VBB / RBB
IE
IV
IP
IEBO VV VK VP VE
Emisor Base 2
Base 1Símbolo
Circuito eléctrico
equivalente
Características tensión –corriente
del terminal Emisor-Base 1

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El UJT se dispara cuando la juntura pn se polariza directamente.
Si la tensión del emisor (VE) es menor a (VC), circula por la juntura una corriente
inversa denominada IEBO. Cuando la tensión del emisor supera a la tensión VC, la
juntura se polariza directamente la corriente del emisor se hace positiva , inyectando
portadores minoritarios en la porción de la resistencia RBB, comprendida entre el diodo
y la base 1(B1), haciendo que este tramo, aumente drásticamente su conductividad y
disminuya su resistencia eléctrica. En esta situación, la tensión del emisor disminuye
cuando la corriente del emisor aumenta (zona de resistencia negativa), dado que la
tensión VC= VBB .R1 (R1+R2) disminuye al disminuir R1. El la grafica V-I este
fenómeno comienza en el punto “VP. IP.”. La corriente queda limitada solamente por la
resistencia R1 y la de la fuente de tensión que polariza al emisor. ( se produce un pulso
de corriente de magnitud).
La tensión VE, para producir el disparo o sea VP, vale:
VP = (R1/R1+R2). VBB + VD. = η.VBB +VD
R1/ (R1+R2) se le denomina “relación intrínseca η” y tiene un valor en particular para
cada tipo de UJT. La relación intrínseca toma un valor entre 0,45 y 0,82.
La VBB, se denomina “tensión ínter básica” y es la tensión que se aplica entre las bases
B1 y B2.
La “VD” es la tensión umbral de polarizacion directa de la juntura PN, cuyo valor es
aproximadamente de 0,56 volt a 25º C y disminuye en aprox. 2 mv / ºC.
Cuando IE aumenta, VE disminuye (zona de característica negativa) hasta un valor dado
por IV, VV, donde nuevamente comienza aumentar. Si al dispositivo, lo hacemos
trabajar por debajo de los valores de IV y VV, el valor de R1 retoma su valor original. Si
la tensión de emisor se mantiene constante y mayor que VV, R1 se mantiene en su valor
bajo y no se reestablece.
En la aplicación, la tensión de disparo VE= VP, se debe mantener constante; pero como
varia con la temperatura, debido la valor de VD, resulta entonces necesario compensar
esta variación. El procedimiento es colocar una resistencia de carbón en la base B2
que tiene un coeficiente de variación positivo, para contrarrestar el coeficiente negativo
de la juntura pn. La figura muestra el circuito:

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El valor de RB2 se calcula de la siguiente forma:
Vp = VD + η. VBB. (1)
VBB= Vcc – RB2. IB2 (2)
IB2 = Vcc / (RBB + RB2) (3)
Reemplazando (3) en (2) y luego en (1) obtenemos:
Vp = VD + η. VCC - η.Vcc. RB2 / (RBB + RB2) como RBB >> RB2:
Vp ≈ VD + η. VCC - η.Vcc . RB2 / RBB
Como el coeficiente de temperatura de RBB es de + 0,008%/ºC y el de RB2 es de
+0,004%/ºC, entonces tanto VD como el termino η.Vcc . RB2 / RBB sufren las mismas
variaciones con la temperatura. Si hacemos:
VD = η.Vcc. RB2 / RBB la formula anterior nos queda:
VDp= η. VCC
El valor de RB2 para que se cumpla lo anterior, lo obtenemos despejando de la
igualdad anterior como:
RB2 = V D. RBB / (VCC. η)
Si en la base B1 se conecta una resistencia RB1 entonces el valor de RB2 se lo debe
incrementar en (1-η. RB1) / η quedando:
RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η
Oscilador de relajación con UJT

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El transistor unijuntura, se lo utiliza como oscilador de relajación, para generar pulsos
de disparo. El circuito trabaja de la siguiente forma. El capacitor, conectado entre el
emisor y la base1 se carga exponencialmente con una constante de carga (base de
tiempo) dado por el producto de CE. RE. Cuando se llega al valor de la tensión de
disparo “ VP.” el capacitor se descarga a través del emisor, rápidamente, dado por la
constante de descarga “de CE.( R1.+ RB1. )“. Cuando se llega al valor VE.= VV. , el
emisor se bloquea, parando la descarga del capacitor y nuevamente comenzando el ciclo
de carga. La grafica muestra la forma de onda en el capacitor ( VE.= VC. ) y la señal
pulsante en los extremos de RB1
Para calcular el periodo de los pulsos, partimos de la tension de carga del condensador:
VC = Vcc. (1 – e-t/R.C
)
Para nuestro caso el tiempo “T1” lo calculamos para Vcc’ = Vcc – VV y VC.= VP.
VC = (Vcc_VV). (1 – e-T1/RE.CE
)
Despejando el tiempo T1 obtenemos:
T1 = RE .CE . ln ( VCC.- VV ) / (VCC.- VP ).
El tiempo T2 de descarga es difícil de calcular por la variación que sufre la resistencia
de descarga a través de R1 y RB1. Para el caso de RB1 = 0 el valor de T2 vale
empíricamente:
T2 ≈ (2+5.C). VEsat.
Donde VEsat es el valor dado en las características del UJT para IE = 50 mA.
No obstante en las aplicaciones para disparo de tiristores, resulta T1 >>T2 por lo cual el
periodo lo calculamos como:
T = T1+ T2 ≈ T1
La expresión para el periodo se puede simplificar si hacemos VV ≈ 0
T = RE .CE . ln VCC. / (VCC.- VP ).
Por otra parte como Vp = η.Vcc reemplazando:
T= RE .CE . ln VCC / (VCC.- η.Vcc ). = RE .CE . ln 1 / (1-η)
Para un transistor unijuntura para disparo de tiristores como el 2N2646, el valor de la
relación intrínseca vale η≈ 0,63, entonces reemplazando tenemos:
T = RE .CE.
Las condiciones de diseño para un circuito de disparo de tiristores con UJT, no son muy
rigurosas. La resistencia RB1 se limita a un valor inferior a 100 . En algunas
aplicaciones su valor podrá valer entre 2000 y 3000 . Si el pulso de disparo se toma de
los extremos de RB1, este tendrá que tener un valor tal que la tensión continua

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producida por la corriente interbase, no tome un valor superior a la de disparo del
tiristor.
VGtmax > RB1 . Vcc / ( RBB+ RB1 +RB2.)
El resistor RE de tener un valor comprendido entre 3 K y 3 M , para permitir que el
circuito oscile. Si es muy grande, es posible que no llegue a la tensión de disparo. Si es
muy chico, el UJT se dispara pero luego entra en la zona de resistencia positiva y no
vuelve a bloquearse.
Sincronización de los osciladores de relajación
El periodo de oscilación T de estos osciladores no es muy preciso, por lo que resulta
conveniente sincronizarlos con una frecuencia de mayor precision. Existen varios
métodos por ejemplo ingresando pulsos de amplitud negativa en B2 para reducir la
tensión interbase, reduciendo así la tensión de disparo y obligar al UJT a dispararse.
Cuando se utiliza el transistor unijuntura para generar pulsos de disparo para tiristores
para el control de potencia eléctrica en sistemas eléctricos de frecuencia industrial (50 o
60 Hz) se realiza de diversas formas el sincronismo con la frecuencia de la red. En todos
ellos se aprovecha el cruce por cero de la tensión. Una forma es alimentar el oscilador
de relajación con UJT con una tensión rectificada de onda completa y estabilizada con
un diodo Zener. De esta forma cuando la tensión pase por cero, todo el circuito
prácticamente esta con valor cero, el capacitor CE esta descargado y de esta forma en
cada semiciclo la base de tiempo genera el pulso de disparo en el mismo periodo de
tiempo “T” o de otra forma podrá disparar al tiristor con el mismo retraso de tiempo o
ángulo, con respecto al cruce por cero de la tensión de red.
El diodo zener cumple la función de estabilizar la tensión de alimentación del generador
de pulsos, permitiendo en cada semiciclo generar el pulso, con la misma tensión de
disparo Vp.
Entrada pulsos de
sincronismo
Salida de pulsos
sincronizados

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En el siguiente circuito, se muestra el circuito de sincronización junto al generador de
pulsos:
Control manual de potencia eléctrica para un convertidor CA a CC (rectificador
controlado)
Este sistema de control, si bien es obsoleto tecnológicamente hablando, tiene
importancia del punto de vista conceptual dado que nos da las ideas fundamentales del
control por fase y la importancia de la sincronización con la frecuencia de red.
En el circuito la sincronización se logra rectificando la tensión alterna en los extremos
del Triac y alimentando el circuito de disparo. En este caso se utiliza un transformador
de pulsos para aislar el circuito de disparo (alimentado con tensión de +24 Volt)
respecto a la tensión de alimentación de la carga (220 V ca)
La potencia en la carga se controla retrasando el disparo del triac respecto al cruce por
cero de la tensión de alimentación. Para ello se modifica la base tiempo que carga al
capacitor CE, por medio de un potenciómetro RE. Para este circuito si quisiéramos
adaptarlo para un sistema de control automático, el potenciómetro RE, debería
reemplazarse por un transistor que controle la corriente de carga del capacitor CE, en
función de la señal de control
Tensión de
alimentación para
sincronización
Pulso de
disparo

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En la próxima figura se grafican las formas de ondas del circuito, así como la variación
de la potencia en la carga en función del porcentaje del valor de RE.
Se puede apreciar que no tenemos linealidad entre el valor de la resistencia RE y el
valor de la potencia controlada sobre la carga.
Vtriac
Vs’
Vz
Vp
VE
Vdisp
%VL
100
80
60
40
20
0 25 50 75 100 %RE
t
t
t

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Control pedestal
Este método de control, consiste en cargar en forma rápida (cte RC bajo) al capacitor
exponencialmente hasta la tensión de disparo Vp. De esta forma, la tensión de disparo
queda determinada por el divisor de voltaje resistivo de potenciómetro, como muestra el
circuito:
En la grafica se observa que tenemos una variación brusca en el control de la potencia
eléctrica sobre la carga, con la variación de la resistencia del potenciómetro. Este
control podría aplicarse el “control todo o nada” como el caso de los relés estáticos
asincrónicos. Este sistema manejado desde un “sistema de control automático” se podría
hacer funcionar mediante un transistor, controlando la corriente de base, como muestra
la figura:
Para este caso cuando el transistor pasa al corte, haciendo la corriente de base cero, El
UJT se dispara en el inicio de cada ciclo entregando a la carga la potencia máxima.
Cuando el transistor esta conduciendo, el capacitor queda cargado con una tensión baja
(VBEsat) y por lo tanto nunca se llega a la tensión de disparo Vp, del UJT; por lo que
no se entrega potencia a la carga.
0 30 60 100 Rp
VL
(%)
100
0
VL
ib

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Control por pedestal y rampa exponencial
Este método, es una combinación de control por pedestal con rampa exponencial que
puede ser iniciada a partir de una tensión pedestal (precarga del capacitor a través del
potenciómetro y el diodo). La tensión pedestal esta determinada por el divisor resistivo
que fija el potenciómetro y el tiempo de precarga, es rápido dado el valor bajo de
“Rp.CE”. El diodo bloquea una posible derivación de corriente, cuando el capacitor
supera la tensión pedestal, ahora en su carga exponencial, a través de RE.
Los tiempos de disparo t1 y t2, se logran modificando el valor de la tensión de pedestal,
con un mismo valor de constante de carga exponencial RE.CE.
En la grafica del porcentaje de “VL” en función de la variación del potenciómetro,
tenemos dos curvas 1 y 2, que corresponden para distintos valores de producto RE.CE.
Para un determinado valor de este producto, se logra mejorar la linealidad de la función
graficada.
Una mejora en la linealidad comentada, se logra con el control pedestal, rampa
cosenoidal.
Vs
Vz
Vp
Vc
Vp1
Vp2
Vdisp.
0 t1 t2
t
t
%VL
100
0 100 %Rp
1
2
1 para RE1.CE
2 “ RE2.CE

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Control por pedestal y rampa cosenoidal
El control por pedestal y rampa cosenoidal, es similar al caso anterior, con la diferencia
que la tensión de carga del capacitor, después de su precarga (pedestal) es cosenoidal.
Para lograr este tipo de rampa, el circuito que carga al capacitor a través de RE, debe ser
alimentado por una tensión alterna senoidal, tomada en la entrada del circuito de
sincronización, antes de ser recortada por el diodo zener. De esta forma, la tensión del
capacitor la podemos expresar como:
Vc = V1 + 1/CE.∫ iE.dt como iE ≈ Vmax/RE.sen wt reemplazando tenemos:
Vc = V1 + 1/CE.∫ Vmax/RE.sen wt.dt
Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ).
Este tipo de control, es el que tiene la mayor linealidad entre el control de potencia en la
carga y la variación de la tensión de pedestal (en este caso, a través de un
potenciómetro).
Vs
Vz
Vp
Vc
Vp1
Vp2
Vdisp.
0 t1 t2
t
t
%VL
100
0 100 %Rp
1
2
1 para RE1.CE
2 “ RE2.CE

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Circuito completo de control manual de potencia eléctrica monofàsico
semicontrolado realizado con componentes discretos con SCR y UJT
Este circuito, de valor conceptual, nos muestra en forma sencilla, las etapas mas
importantes de un convertidor de CA a CC (rectificador controlado). Para el caso el
circuito principal del convertidor, esta formado por el puente semicontrolado, formado
por los diodos D1 y D2 y los tiristores (SCR) T1 y T2. Para alimentar el circuito de
sincronización, control y generación de los pulsos de disparo, se recurre al puente
monofàsico formado por los diodos D1, D2, D3 y D4.
Si este circuito forma parte de un control de tipo realimentado, con señal de referencia,
la tensión de control ingresa directamente en el ánodo del diodo para controlar el
pedestal. (Precarga del capacitor CE).
Problema: Diseñar el circuito rectificador media onda con SCR con circuito de disparo
con UJT, con control exponencial:

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a) Selección del SCR:
Consideramos el caso mas desfavorable o sea la carga máxima con un ángulo de
conducción de 180º, con una carga RL = 100 .
_ _
ITM = (1/2Π).∫0
Π
(√2.220/RL). Sen wt dwt = (√2.220/RL.Π) = 1 A (corriente media)
______________________________ _
ITef. = √(1/2Π).∫0
Π
(√2.220/RL)2
. Sen2
wt dwt = (√2.220/RL.2)=1,55 A (corriente eficaz)
_
VRWM = Vm = √2.220 V = 310 Volt (tensión máxima inversa repetitiva).
A estos valores máximos es aconsejable adicionar factores de seguridad comprendidos
entre 2 y 3. Si tomamos 2, entonces debemos seleccionar en 1º instancia un SCR con
los siguientes valores eléctricos:
ITM ≥ 2A
ITef. ≥3 A
VRWM ≥600 volt
b) Calculo del circuito de disparo
b1) Determinación de RB1:
La finalidad de RB1 es evitar como dijimos, disparos
imprevistos del SCR (con trafo de pulsos no se coloca), al drenar parte de la corriente
que circula por el UJT por la resistencia internase RBB. Por lo tanto debe ser lo mas
bajo posible, siempre que asegure el disparo del SCR. Utilizaremos un UJT 2N4947 que
tiene las siguientes características, para una tensión de alimentación de 20 volt:
RBB = 6 K , η = 0,60 , Iv = 4 mA , Vv = 3 volt , Ip = 2µA.
IR1= 20 V / (RB2+RBB+RB1) ≈ 20 V / RBB = 20 v/ 6 K = 3,3 mA
Dado que la mayoría de los SCR se disparan con una tensión de 0,7 a 1 volt, tomamos
entonces una tensión sobre RB1 de unos 0,3 volt. De esta forma nos permite un margen
de tensión de ruido de o,4 volt (0,7-0,3), que es un valor aceptable.
RB1 = VRB1 / IRB1= =,3 V / 3,3 mA ≈ 100
b2) Calculo de RB2 :
Esta resistencia tiene la misión de estabilizar térmicamente a los
UJT. Se determina experimentalmente o por medio de graficas. Para la mayoría de los
UJT, se estabilizan con resistencias de valor entre 500 a 3 K . Nosotros la vamos a
calcular con la formula teórica desarrollada anteriormente:
RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η = (0,6.6)/(20.0,6) + (1-0,6)/0,6.0,1 = 315
Adoptamos RB2 = 470

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b3) Determinación de REmin, REmax y el capacitor CE.
Previamente, debemos observar la grafica de la característica V-I del Terminal de
Emisor del UJT
Determinaremos primero, el valor de REmax que permite que el UJT se dispare. Se
producirá cuando el capacitor se cargue con la tensión Vc = Vp, a traves de Re y Vz
como tensión de alimentación, Como vemos en la grafica, entonces el valor de REmin
vale:
REmin = (Vz-Vp) / Ip = (Vz- Vz.η) / Ip = (20 – 20.0,6) / 2µA = 4 M
Esto significa que RE deberá ser menor de 4 M para que la tensión en el capacitor,
llegue a la tensión de disparo Vp del UJT.
Para calcular RE min, es necesario que la recta de carga no intercepte un punto de la
característica V- I del UJT que presente resistencia positiva, porque si ocurre esto , el
UJT se dispara una vez y luego queda bloqueado. En la grafica, vemos que el punto
limite, esta dado para IV y Vv . El valor mínimo de RE lo calculamos como:
REmin = ( Vz- Vv) / Iv = (20 V- 3 V) / 4 mA = 4,25 K
El valor REmin calculado, significa que RE no debe ser inferior a 4,25 K para que el
UJT, una vez disparado, vuelva a bloquearse.
Adoptamos RE min = 10 K .
Para calcular el valor de la resistencia del potenciómetro de manera tal que
RE = RE min + REp
Nos conviene tomar la media geométrica en lugar del valor promedio, dado que los dos
valores extremos difieren mucho:
____________ __________
RE = √REmin.REmax = √ 4,25 . 4x103
≈ 64 K
Con este valor, podemos calcular el capacitor, teniendo en cuenta que llegue a la tensión
de disparo Vp en el tiempo de t= T/2, cuando RE tiene su valor máximo.
IE
IV
IP
IEBO VV VK VP
V Vc
Emisor IE Base 2
Base 1VE
Símbolo
Características tensión –corriente
del terminal Emisor-Base 1
REmax REmin
Vz VE

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t≈ CE.RE para η ≈0,6
t = T/2 = 20 mseg/2 =10 mseg
CE = 10 msg / 64 K = 0,156 µF.
Un valor de CE fácil de conseguir es de 0,1 µF, por lo que conviene recalcular el valor
de RE:
RE = t / CE = 10 mseg / 0,1 µF = 100 K
Adoptamos entonces un potenciómetro lineal de 100K
C) Calculo del diodo Zener y Rs
IEmax = Vz / REmin = 20 v / 10 K = 2 mA ;
IR1 = Vz / ( RB1+RBB+RB2) ≈ 3 mA
Estos dos últimos valores representa la corriente de carga del circuito regulador paralelo
con diodo Zener. Para evitar la tensión de codo del diodo Zener, adoptamos un valor de
la corriente de zener de 20 mA, de manera tal que cualquier variación de la corriente de
carga, prácticamente no influye sobre la tensión de zener. Para que por el zener circule
la corriente adoptada, debemos limitarla con la resistencia Hrs., de manera que su valor,
lo podemos determinar como:
Rs = (Vm – Vz) / (Iz+ IEmax + IR1 ) = (310 V- 20 V) / 25 mA = 11,6 K
Adoptamos un valor de Rs. = 12 K
Finalmente para seleccionar esta resistencia, debemos conocer su disipación máxima:
Pinst = (Vm-Vz)2
/ Rs = (310-20)2
/ 12 = 3,3 W
Adoptamos una resistencia que disipe 5 W.
El diodo Zener lo adoptamos para VZ = 20 volt y Pdz = Iz . Vz = 20 mA . 20 V =0,4 W
Adoptamos un diodo zener de ½ W.
Finalmente nos queda determinar el diodo “D” que, junto con la señal alterna provee la
sincronización y alimentación del circuito de disparo. En este caso la corriente máxima
que circulara por este diodo, será la suma de todas las corrientes parciales:
ID = IZ + IE +IR1 = 20 + 2 +3 = 25 mA.
La tensión inversa máxima que soporta resulta:
_ _
VRWM = Vm.√2 = 220 .√2 = 310 volt.

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Adoptamos un diodos estándar como el 1N4005, 1N4006 o el 1N4007, que soportan
una corriente máxima de1 A y una tensión inversa máxima repetitiva de 600, 800 y
1000 volt respectivamente.
Diseño práctico de un circuito de disparo con UJT de tipo pedestal, control
cosenoidal
Tomaremos como ejemplo el mismo caso anterior, remitiéndonos al cálculo de los
componentes del circuito de disparo, según la
figura:
1) Los valores de Rs., RB1, RB2, se determinan en forma similar al problema anterior.
2) El potenciómetro que fija la tensión de pedestal se fija en forma practica en 5K y si
adoptamos CE = 0,1 µF, entonces el tiempo que toma en cargarse CE con la tensión
pedestal es de :
t = Rp.CE = 5K .0,1 µF = 0,5 mseg. Como vemos se carga carga en un tiempo de 5%
del tiempo de medio ciclo de 10 mseg.
3) El valor de RE se lo calcula partiendo de una tensión de pedestal de cero volt y un
pulso de disparo en 180º o sea en 10 mseg. Como la carga del condensador es
cosenoidal, entonces obtenemos RE de la formula de carga del capacitor CE:
Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ).
vs
Vped
t de disparo wt≈180º
Vped=0
Vs
Vz
Vp
Vc

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Para el caso V1 = 0 , cos 180º = -1 , Vc =η.Vz = 0,6. 20
Reemplazando estos valores en la formula anterior y despejando RE tenemos:
RE = (Vm . 2) / ( Vz . η. CE. W) = 1,56 M
El diodo D1 se adopta estándar como por ejemplo 14007 dado que la corriente que
circula por el mismo es mínima lo mismo su tensión inversa.
Conceptos para utilizar el circuito anterior en un sistema de control realimentado.
Para este caso, la señal de control realimentada, obtenida como señal de error,
amplificada, compensada y adaptada al circuito, se aplica como tensión de pedestal para
controlar el ángulo de fase. La figura siguiente, nos muestra el circuito simplificado:
Transistor unijuntura programable PUT
Este dispositivo, tiene un comportamiento similar al UJT, con la diferencia que la
relación intrínseca “η” se puede “programar”, mediante un divisor resistivo.
A pesar de llamarse transistor, su estructura es la de un tiristor en el que el Terminal de
puerta G se toma del lado del ánodo en lugar del de cátodo (base del transistor pnp)
P
N
P
N
Ánodo (A)
Cátodo (C)
Puerta (GA)
A
C
GA
Símbolo

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La forma típica de polarizar al PUT, es la que se muestra en el circuito (A) de la
siguiente figura:
El circuito (B) se obtiene aplicando Thevenin en en el Terminal de compuerta siendo:
VT = (Rp.VGG) / ( PR+R1) y RT = (R1.Rp) / ( R1+Rp)
Para una VT determinada y mientras VAA < VT, la corriente de ánodo “IA “ es
prácticamente despreciable, estando el PUT en estado de bloqueo. Si VAA > VT en una
cantidad " Vp" , se produce una inyección de portadores de carga por el diodo formado
por el Terminal del ánodo y compuerta, dando comienzo a la realimentación interna que
provoca el estado de conducción de PUT entre el ánodo y el cátodo.
Una vez activado el PUT si disminuimos la tensión VAA de manera que la corriente pase
por debajo de un valor llamado de valle “IV” (mínima de mantenimiento), el PUT
nuevamente pasa al estado de bloqueo, de manera similar al UJT.
La próxima figura muestra la característica V-I de los terminales ánodo-cátodo para un
determinado valor de RT y VT
En forma similar al UJT, el PUT se utiliza para disparar tiristores en un circuito de
relajación, sincronizado con la frecuencia de red. Sintetizando, el PUT puede
reemplazar al UJT en los circuitos de disparo que hemos analizado, conectando el
Terminal “ánodo” del PUT con el Terminal que corresponde al “emisor” del UJT y el
“cátodo” del PUT, con el terminal “base2” del UJT. Se deberá agregar un divisor
resistivo, para programar la relación intrínseca “η”.
VAC
Vp
Vs
VA
VV
IGAo Ip Iv IA IAC

----------------------------------------------------------------------------------------------------------
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La siguiente figura, muestra un circuito de disparo con PUT con control exponencial
donde se ha agregado un divisor resistivo en la compuerta (R1, Rp) y su fuente de
alimentación (D1, C1).
Generación de pulsos con DIAC
El DIAC es un tiristor doble, conectado en antiparalelo, sin compuerta, que tiene la
particularidad de conducir corriente en los dos sentidos de sus terminales, cuando la
tensión en sus extremos supera el máximo voltaje de bloqueo directo “VBO”.
El dibujo siguiente, muestra la estructura interna, su símbolo y su característica V-I:
P1
N2
P2
N3
N1
A2
A1
IA
VA2> VA1
IA
VA1> VA2
A2
A1
Símbolo
10 mA
VBO=-20 a-30 V
VBO=20 a 30 V
-10 mA

----------------------------------------------------------------------------------------------------------
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Como se puede ver en la estructura interna el DIAC esta compuesto por dos tiristores
compuestos por:
P2 N2P1N1 para V21 >0
P1 N2P2N3 para V12<0
Debido a su comportamiento bidireccional y a su valor bajo de tensión de activación (20
a 30 volt), se lo suele utilizar como generador de pulsos positivos y negativos para
disparos de tiristores como los SCR y TRIAC
Veamos un ejemplo de aplicación para controlar la potencia eléctrica para una carga
conectada en corriente alterna, control en ambos semiciclos:
VT2-T1
Vc
Idisp
t
t
t

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22
El DIAC esta conectado por un extremo a la compuerta del TRIAC; por el otro a un
capacitor que forma parte de un circuito defasador de tensión, tipo RC. De esta forma la
tensión del capacitor estará retrasada respecto a la tensión de línea. Cuando la tensión
del capacitor llega a la tensión de activación del DIAC, este se dispara, inyectando un
pulso de corriente en la compuerta del TRIAC, activándolo. Cuando este último se
activa, cae la tensión del circuito de disparo, por estar conectado a los terminales del
TRIAC, haciendo que el DIAC pase al estado de bloqueo y el capacitor se descargue.
Para el semiciclo negativo, el capacitor se carga inversamente, y cuando llegue a la
tensión de activación del DIAC, se producirá un pulso de corriente con polaridad
opuesta, haciendo activar el TRIAC en sentido inverso. Conectando al TRIAC
adecuadamente, se los puede disparar en los dos cuadrantes con mayor sensibilidad.
Determinación del ángulo mínimo de activación del DIAC:
Este se producirá cuando
el valor de R = R1+Rp = 0 y la tensión de alimentación tome el valor de activación del
DIAC o sea VBO .
VBO = Vm, sen θmin
θmin = arc.sen (VBO /Vm)
Determinación del ángulo máximo de activación del DIAC:
θmax = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm)
Cálculo de la constante de tiempo R.C para el ángulo de activación máximo:
Partimos de la formula de carga de un capacitor con tensión previa
Vc = vo + 1/C ∫i dt como i = (vs – vc) / R≈ vs / R y vs = Vm. Sen wt
Vc = vo + 1/C ∫vs/R dt = vo + 1/C.∫ Vm/R.sen wt dwt
Vc= vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0
wt
Para Wt = θmax. = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm)≈ Π= T/2
Vc = VBO = vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0
Π
= vo + (2.Vm) / ( R.C.W).
Despejando la constante de carga obtenemos:
R.C = (2.Vm) / (VBO –vo).W
Seleccionando el valor de R o de C, obtenemos el otro.
Consideraciones practicas del circuito de control con DIAC y TRIAC
1) Este circuito, en la práctica tiene histéresis, respecto a la variación de la constante
CR., para variar la potencia en la carga, debido a la carga residual del capacitor. Para
evitar este inconveniente se reduce con el método de control por doble constante de

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tiempo, que hace que el capacitor C2 (de la próxima figura) siempre mantenga una
carga residual, prácticamente constante, anulando el efecto de histéresis.
2) Si la carga que se controla es fuertemente inductiva, se producirá un defasaje entre la
corriente circulante por el TRIAC y la tensión de alimentación. En este caso cuando la
corriente se hace cero, puede ocurrir que la tensión de alimentación en ese momento,
tiene un valor elevado y el TRIAC no la pueda bloquear dado que la aplicación a
superado su máxima dv/dt. Por ello, al circuito anterior se lo debe proteger contra la
dv/dt, colocando un circuito serie RC (red amortiguadora), en paralelo con el TRIAC. El
valor de R y C necesarios, se determina por cálculo o por graficas (ábacos)
suministradas por el fabricante, dados en función de la corriente eficaz y máxima dv/dt
del TRIAC.
3) Cuando se utiliza este circuito para control de iluminación con lámparas
incandescentes, se debe tener precaución cuando se selecciona el TRIAC, que no
solamente se debe tener en cuenta la corriente eficaz que soporta, sino también la
máxima corriente pico que admite el TRIAC. Esto es necesario tenerlo en cuenta,
especialmente en las lámparas de iluminación incandescentes dado que su resistencia
eléctrica en frío es muy baja, siendo la corriente de choque o inicial, cuando se prende la
lámpara, muy alta. En lámparas de alta potencia la “Inicial / I nominal” es de 15:1 y en
lámparas de baja potencia “10:1”.
4) Otro aspecto a tener en cuenta, es que los circuitos de control con variación del
ángulo de fase pueden producir interferencias de radiofrecuencia, en el momento de la
conducción, debido a los picos de la corriente producidos por la conexión a la carga a
una tensión no nula. Para evitar estas interferencias, se pueden colocar filtros de
provisión comercial para red industrial, o un filtro como muestra la siguiente figura:

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Circuito practico final
AISLACION Y AMPLIFICACION DE LOS CIRCUITOS DE DISPARO
En los convertidores de potencia eléctrica con tiristores, como el caso de los
rectificadores controlados, existen diferencias de potencial entre los diversos terminales.
El circuito convertidor, propiamente dicho, esta sujeto por lo general, a tensiones
eléctricas superiores a los 100 volt, mientras que los circuitos de control y formación de
pulsos de disparo, trabajan con tensiones eléctricas de baja magnitud. (Para los circuitos
de disparo de compuerta, entre 12 y 30 volt). De allí la necesidad de contar con un
circuito de aislamiento entre un tiristor individual y su circuito generador de pulsos de
disparo. El aislamiento se logra utilizando “opto acopladores” y “transformadores de
pulso”.
Opto acopladores:
Los opto acopladores son circuitos con semiconductores que tienen en su entrada un
diodo emisor de Luz, normalmente del tipo de emisión infrarroja (ILED, de infrared
Light-emitting diode )y en su salida , tiene un semiconductor “detector de luz”, como
por ejemplo un fototransistor, un fotodarlington o un fototiristor. Ambos circuitos,
están acoplados mediante “un dieléctrico” transparente, proporcionando, entre ellos, una
aislamiento eléctrico, entre 5 y 15 KV. De esta manera el circuito de control y disparo
se conecta en la entrada del opto acoplador y la salida se conecta a la compuerta de
disparo del tiristor, asegurando entre ellos una alta tensión de aislamiento.
Ejemplo:
Entrada Salida
Diodo emisor
de luz (ILED)
Foto transistor
Tipos: HP24 6 KV aislamiento; HP23 , uso en fibras ópticas
HP22 10 a 15 KV aislamiento

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Existen en el mercado, opto acopladores con fototransistores con tiempos de subida y
bajada muy cortos. Valores típicos para el encendido (ton) son de 2 a 2,5 µs y tiempos
de apagado (toff) de 300 nseg. Estos tiempos de conmutación, limitan las aplicaciones
en alta frecuencia. En la próxima figura mostramos un opto acoplador con un fototiristor
del tipo SCR:
Un pulso corto en la entrada del fotodiodo (proveniente de un UJT o PUT) activa al
foto-SCR y se dispara el tiristor de potencia T1. El inconveniente de este tipo de
aislamiento, es la necesidad de contar con una fuente auxiliar separada (en el esquema
+Vcc) y esto aumenta el costo y el peso del circuito de disparo.
Transformadores de pulso:
Son transformadores especiales que permiten reproducir en los secundarios pulsos de
tensión de muy corta duración. Son construidos con núcleos magnéticos de gran
permeabilidad, con aleaciones especiales como Hipersil, Permalloy o Ferrite. Tienen un
solo devanado primario y pueden tener uno o varios devanados secundarios. Con varios
devanados secundarios se pueden lograr señales pulsantes simultáneas para excitación
de compuertas que exciten tiristores conectados en serie o en paralelo. Estos
transformadores se caracterizan por tener una inductancia de fuga muy pequeña, y el
tiempo de subida del pulso deberá ser muy pequeño. Con un pulso relativamente largo,
y con baja frecuencia de conmutación, el transformador se satura y la salida se
distorsiona.
Aislamiento y amplificación de pulsos con transformadores de pulso
A continuación veremos algunos circuitos típicos de aislamiento y amplificación de
pulsos:
1) Amplificador de pulsos de corriente
Opto acoplador

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Este circuito amplifica y produce aislamiento del circuito generador de pulsos con
PUT. Los pulsos de corriente generados por el PUT, son amplificados por el transistor
bipolar Q1. El pulso de corriente de colector circula por el devanado primario
induciendo en el secundario otro pulso de tensión que inyecta una corriente en la
compuerta del tiristor.
2) Generador de pulsos cortos con circuito diferenciador
Cuando aplicamos pulsos “rectangulares” positivos o de larga duración a la red
diferenciadora, formada por C1R1, se generan pulsos cortos, “positivo”, en el flaco de
subida y “negativo”, en el flanco de bajada. El pulso negativo, es bloqueado por el
diodo D1 conjuntamente con la juntura base-emisor de Q1. El pulso positivo, produce la
conmutación de Q1, haciéndolo pasar a la saturación, lo cual hace aparecer un voltaje
(+Vcc) sobre el primario del transformador, induciendo un voltaje pulsante en el
secundario del transformador, que se aplica entre los terminales de compuerta y cátodo
del tiristor. Cuando el pulso se retira de la base de Q1, el transistor se apaga y se induce
un voltaje de polaridad opuesta a través del primario, haciendo conducir al diodo Dv
(diodo volante o de corrida libre). La corriente, debida a la energía magnética disminuye
a cero a través de Dv. Durante esta disminución transitoria, se induce el correspondiente
voltaje inverso en el secundario.
3) Generación de pulsos largos
V1
t

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Se puede alargar el ancho del pulso conectando un capacitor “C” en paralelo con el
resistor “R”. El transformador conduce corriente unidireccional y el núcleo magnético
se puede saturar limitando así el ancho del pulso. (Se logran pulsos de 50 a 100µseg)
4) Generación de tren de pulsos
En numerosos convertidores de potencia eléctrica, las cargas son del tipo inductiva, por
lo que el periodo de conducción de un tiristor depende del factor de potencia (FP) de la
carga. La consecuencia de esto, es que no se sabe exactamente el inicio de conducción
del tiristor (la corriente tiene un periodo relativamente largo para que el tiristor se
active). En este caso resulta conveniente disparar en forma continua a los tiristores.;
pero esto hace aumentar las perdidas en el tiristor, por lo que resulta conveniente
dispararlo con un tren de pulsos. El circuito anterior permite la generación de un tren de
pulsos, por la acción del devanado auxiliar N3. Cuando se aplica la tensión en la
entrada V1, el capacitor C1 se carga a través de R1, haciendo conducir a Q1; esto
provoca conducción en el devanado primario lo que induce un pulso de tensión en N2
(hacia el tiristor) y N3, que polariza negativamente al diodo D1. Esto provoca el corte
de Q1; al desaparecer la tensión negativa sobre D1, Q1 nuevamente conduce corriente,
generando otro pulso, repitiéndose el proceso, lo que da lugar en la salida de N3, a un
tren de pulsos que durara hasta tanto se mantenga la tensión V1 en la entrada. A este
tipo de circuito se le denomina “Oscilador de pulsos de bloqueo”.
5) Generación de tren de pulsos con oscilador y compuerta lógica AND
Oscilador de pulsos

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A diferencia del circuito anterior, donde el mismo circuito que a través del devanado
N3, se generaba el tren de pulsos, en este caso, se genera externamente, por medio de
otro circuito, como por ejemplo, utilizando un CI555. Con una etapa de control y
excitación del tipo de compuerta “Y” (AND), se logra controlar el inicio y final del tren
de pulsos, mediante la tensión V1.
Protección en los circuitos de compuerta
La salida de los circuitos de disparo, se conectan normalmente, para el caso de un SCR,
entre la compuerta y el cátodo, junto con otros componentes que actúan como
protectores de la compuerta. Para el circuito (A) de la figura anterior, el capacitor “Cg”,
cumple la misión de eliminar los componentes de ruido eléctrico de alta frecuencia,
aumenta la capacidad de dv/dt y el tiempo de retardo de la compuerta del tiristor.
Para el circuito (B), el resistor “Rg” aumenta la capacidad del valor dv/dt del tiristor,
reduce el tiempo de apagado y aumenta las corrientes de sujeción y enganche.
Para el circuito (C), el diodo “Dg”, protege la compuerta contra el voltaje negativo. Sin
embargo, para los rectificadores controlados de silicio, como el SCR, resulta
conveniente tener cierta cantidad de voltaje negativo en la compuerta, para mejorar la
capacidad de dv/dt y también para reducir el tiempo de apagado.
Todas las funciones mencionadas en los circuitos de compuerta A, B y C pueden
combinarse, como se observa en el circuito “D”, donde además se agrego un diodo D1
que permite solamente que pasen pulsos positivos y la resistencia R1 para limitar la
corriente de compuerta.

3 2 circuitos-disparo

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