Dispositivos Semiconductores de Potencia BJT, MOSFET 01.pdf

➢ Parte de la Electrónica que estudia los dispositivos y circuitos
electrónicos usados para modificar características de la energía
eléctrica (tensión, frecuencia, forma de onda ...)
➢ La tarea de la electrónica de potencia es procesar y controlar el flujo
de energía eléctrica en forma optima para las cargas de los usuarios.
➢ Disciplina entre electrotecnia y electrónica.
➢ Se puede definir como las aplicaciones de la electrónica de estado
sólido para el control y la conversión de la energía eléctrica.
➢ El Objetivo de la Electrónica de Potencia es el control de
transferencia de energía eléctrica con máximo rendimiento posible.
INTRODUCCIÓN

Aplicaciones de la Electrónica de potencia
En muchas aplicaciones de electrónica de potencia, la energía de entrada
suministrada por la empresa eléctrica se encuentra en forma de onda
senoidal de voltaje AC de 50 o 60 Hz, el cual es convertido a voltaje DC.
La tendencia actual es convertir la entrada AC en DC de una manera no
controlada, usando rectificadores con diodos. Si se usan tiristores, se
tienen rectificadores controlados, los que tienen la capacidad de
proporcionar voltaje de salida DC variable a voluntad.
En cada rectificador a diodos, el flujo de potencia solo puede dirigirse del
lado de entrada al lado de salida.

La mayoría de aplicaciones de electrónica de potencia tal como fuentes
de alimentación conmutadas, variadores de velocidad de motores AC,
servo variadores de motor DC, etc; usan rectificadores no controlados.
En la mayoría de estas aplicaciones, estos rectificadores son alimentados
directamente de la línea AC sin el uso de transformadores.
Con eso se evita disminuir costos y tamaño causados al usar
transformadores, lo cual es muy importante en los modernos sistemas
electrónicos de potencia.
La Electrónica de Potencia se basa en la conmutación de los dispositivos
semiconductores de potencia.
Entre las principales aplicaciones tenemos:

✓ Aplicaciones de la Electrónica de Potencia en los
Sistemas Eléctricos
✓ Fuentes Alternas de Energía …….

PRINCIPALES TAREAS DE LA ELECTRÓNICA DE POTENCIA
La Electrónica de Potencia tiene aplicaciones a lo amplio de todo el
campo de los sistemas eléctricos de potencia, con un rango de potencia
de estas aplicaciones extendiéndose desde unos cuantos VA/Watts a
muchos MVA/MW.
La tarea principal de la Electrónica de Potencia es controlar y convertir
la energía eléctrica de una forma a otra.

Las cuatro principales formas de conversión son:
✓ Rectificación referida a la conversión de voltaje AC a voltaje DC.
✓ Conversión DC a AC.
✓ Conversión DC a DC.
✓ Conversión AC a AC.

REQUISITOS DE LOS DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE
POTENCIA
Tener dos estados:
1. Alta impedancia (bloqueo)
2. Baja impedancia (conducción).

Capacidad de soportar:
1. Intensidades altas con caídas de tensión bajísimas en estado de
conducción y
2. Tensiones altas con corrientes de fugas bajísimas en estado de bloqueo

CONTROLABILIDAD: de paso de un estado (on – off) a otro con
facilidad y poca potencia.
RAPIDEZ DE FUNCIONAMIENTO: Capacidad de trabajo a
frecuencias altas.
De los dispositivos electrónicos que cumplen los requisitos anteriores, los
más importantes son los:
-Transistores de potencia y los
-Tiristores.
Estas familias de dispositivos tienen dos electrodos principales y un tercer
electrodo de control.

Clasificación de los dispositivos de electrónica de potencia
Por su grado de controlabilidad se clasifican en:
• Diodos
• Interruptores controlables: BJT´s, MOSFET´s, IGBT´s,…
• Tiristores

Dispositivos Semiconductores de potencia:
Diodos, BJT, Mosfet, Tiristor, Diac, Triac, IGBT

INTRODUCCION:
Actualmente, los convertidores han encontrado una gran
cantidad de aplicaciones junto con algunas topologías nuevas
debido al avance de los dispositivos semiconductores de
potencia en términos de facilidad y control más rápido, costos
reducidos con mayores capacidades de manejo de energía, etc.
Este capítulo analiza en detalle la estructura, construcción ,
funcionamiento, características de los terminales y capacidades
de velocidad de conmutación, corriente y voltaje de diferentes
dispositivos de potencia.

Los dispositivos semiconductores de potencia se consideran
interruptores ideales con funciones de conmutación que tienen
un valor de 0 o 1, es decir, el interruptor está apagado (no
transporta corriente) o encendido (lleva corriente). No tiene
pérdidas.
Un interruptor real difiere de un interruptor ideal en
características, como que la corriente en el estado encendido es
limitada, una caída de voltaje en el estado encendido distinta de
cero y algo de corriente de fuga durante el estado apagado, por
lo que también ocurren pérdidas.

Como se muestra en la Tabla 2.1, según las características de
encendido y apagado, los requisitos de la señal de puerta y la
controlabilidad, los dispositivos semiconductores de potencia se
pueden clasificar de la siguiente manera:
TABLA 2.1
Categorización de dispositivos de potencia semiconductores
Dispositivos que requieren señal de puerta de pulso para encender : GTO, SCR, SITH, MCT
Dispositivos que requieren señal de control continua : BJT, MOSFET, IGBT
Dispositivos que pueden soportar voltaje unipolar : BJT, MOSFET, IGBT, MCT
Dispositivos que pueden soportar voltaje bipolar : Tiristores, GTOs
Capacidad de corriente bidireccional : Triac y RCT (tiristor de conducción inversa)
Capacidad de corriente unidireccional : Diodo, SCR, GTO, BJT, MOSFET,IGBT, SITH, MCT

•El diodo de potencia es un dispositivo de dos terminales (es decir, ánodo
y cátodo), de dos capas (P-N) que se utiliza en la mayoría de los circuitos
electrónicos de potencia. El diodo semiconductor de potencia es similar al
diodo de unión PN de baja potencia.
•De hecho, el diodo de potencia tiene una estructura y un funcionamiento
más complejos que sus homólogos de baja potencia. Este complejo ocurre
porque los dispositivos de baja potencia deben modificarse para hacerlos
adecuados para aplicaciones de alta potencia.

• Posee una estructura mas compleja que los diodos de baja potencia.
• Se le hacen modificaciones para que pueda usarse en alta potencia.
• El estudio de los dispositivos de potencia empieza con el estudio
del diodo porque es el dispositivo mas simple.
• Además, la unión p-n es el bloque principal con que se construyen
los demás dispositivos de potencia.
•Pueden bloquear tensiones de varias decenas de miles de voltios.

• Se aplican en rectificadores, inversión de carga de capacitores,
aislamiento de voltaje.
•Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción,
deben ser capaces de soportar una alta intensidad con una pequeña
caída de tensión.
•En sentido inverso, deben ser capaces de soportar una fuerte tensión
negativa de ánodo con una pequeña Intensidad de fugas, tal y como se
muestra en su curva característica.

En los semiconductores de potencia hay una tercera zona con respecto a
los de señal, esta zona llamada zona n- es una zona n pero con un dopado
muy pequeño. Esto es debido a que los dispositivos de potencia van a
trabajar en circuitos en los cuales las tensiones son muy grandes (500V,
1000V, 2000V ó incluso mayores) por lo tanto cuando los semiconductores
están en bloqueo tienen que aguantar esas tensiones inversas tan grandes
y para que el dispositivo sea capaz de soportar esas tensiones de bloqueo
se le añade la zona n- , introduciendo la zona n conseguimos que la
mayoría de la tensión caiga sobre esa zona y que un porcentaje pequeño
de la tensión caiga en la zona p. Por lo tanto el objetivo de esa zona n- es
soportar esas tensiones tan grandes de trabajo.

Región de deplexion,
polarización inversa
Baja concentración de dopaje
modulación de conductividad
Inyección de portadores minoritarios
Polarización directa

Pero cuando el diodo entra en conducción los portadores de la zona p (los
huecos), pasan a la zona n- , pero como hemos visto esta es una zona de bajo
dopado (pocos electrones libres), por lo tanto los huecos para poder
recombinarse tienen que llegar a la zona n (la cual tiene una mayor cantidad
de electrones libres) pero para ello tienen que cruzar la zona n- que como
hemos visto será una zona de alta resistividad debido a su bajo dopado, y por
lo tanto eso dificultara la conducción de los huecos, y esto es un aspecto que
va en contra del criterio del diodo ideal, el cual en directa no debería oponer
ninguna resistencia a la corriente, debería comportarse como un interruptor
cerrado. Por lo tanto debido a la zona n- vamos a tener dos efectos; uno
positivo como es el poder soportar grandes tensiones de trabajo en inversa, y
otro negativo como es la necesidad de una mayor tensión en directa para
que el diodo pueda empezar a conducir.

Puede parecer extraño que en un sentido tengamos una resistencia tan
grande (en inversa) y que en directa tengamos una resistencia mucho menor
(pero aun así es más grande de lo que desearíamos). Este fenómeno se llama
“Modulación de conductividad” y se basa en que al polarizar el diodo en
directa estamos inyectando portadores a la zona n- que por lo tanto harán
que aumente la conductividad de esta zona, disminuyendo de esa manera la
resistividad, sin embargo al polarizar el diodo en inversa conseguimos lo
contrario, sustraemos los portadores de esa zona n- , aumentando de esa
manera su resistividad. Este efecto es posible en los diodos, transistores BJT
... en los que hay una inyección de portadores de una zona a otra, pero sin
embargo en los transistores FET, MOSFET, ... este efecto no es posible debido
a que todo el semiconductor esta construido con un mismo material, por lo
tanto no va a existir la inyección de portadores de una zona a otra.

Como podemos ver en el siguiente dibujo, en un diodo polarizado en directa
existe una inyección de portadores de una zona a otra, y la distribución de
esos portadores en cada semiconductor, como podemos apreciar en la
figura tiene una mayor concentración en la zona cercana a la unión y va
disminuyendo según nos alejamos de ella.

Pero cuando el diodo pase a inversa esos portadores no existen, por lo tanto
hay que eliminarlos, y vamos a necesitar cierto tiempo para que esos
portadores se puedan recombinar y desaparezcan de esa zona, para que
vuelva a ser una zona con un dopado bajo y por lo tanto gran resistividad.
Pero sabemos que existe un tiempo en el cual el diodo pese a estar
polarizado en inversa conducirá, y además en sentido contrario al de
nuestros intereses, lo cual es un problema.

CARACTERÍSTICAS DEL DIODO DE POTENCIA
• Características estáticas:
✓ Parámetros en bloqueo (polarización inversa)
✓ Parámetros en conducción
✓ Modelo estático
• Características dinámicas:
✓ Parámetros de encendido
✓ Parámetros de apagado
✓ Influencia del trr en la conmutación

Curvas Características Estatica del Diodo de Potencia
(Tensión de
Ruptura)
VD 1V
(25.8 mv a 25 °C)

Características Estáticas
Corriente promedio nominal (IF(AV) ó IDC):

Parámetros de Polarización Inversa:
•Tensión inversa de pico de trabajo (VRWM ó VIP): Es la tensión inversa que
puede ser soportada por el dispositivo en forma continuada, sin peligro de
entrar en ruptura por avalancha.
•Tensión inversa de pico repetitivo (VRRM): Esta tensión es mayor que la
VIP y puede ser soportada en picos de 1 ms, repetidos cada 10 ms de forma
continuada.
•Tensión inversa de pico no repetitiva (VRSM): Es un voltaje inverso mayor
que los anteriores y que puede ser soportado sólo una vez durante 10ms
cada 10 min. o más

•Tensión de ruptura (VBR): Cuando se alcanza este voltaje, aunque sea
una sola vez, durante 10 ms el diodo puede ser destruido o ser
degradadas sus características.
•Tensión inversa continua (VR): Es la tensión inversa DC que soporta el
diodo en estado de bloqueo.
Parámetros con polarización directa:
•Corriente promedio nominal (IF(AV) ó IDC): Es la corriente DC máxima para
semiciclo sinusoidal que el diodo puede soportar.

•Corriente pico repetitiva (IFRM): Es el valor pico máximo que puede ser
soportado cada 20 ms, con una duración de pico a 1 ms, a una determinada
temperatura del encapsulado (normalmente 25°C).
•Intensidad directa de pico no repetitiva (IFSM): Es el máximo pico de
corriente que puede soportar, una vez cada 10 minutos, con una duración de
10 ms.
•Intensidad directa (IF): Es la corriente que circula por el diodo cuando se
encuentra en el estado de conducción, sin sobrepasar los máximos.

Características dinámicas del diodo:
➢ Tiempo de conmutación del diodo semiconductor:
Cuando el diodo está conduciendo y en cierto instante se polariza
inversamente, no dejará de conducir instantáneamente, sino que requerirá
un cierto tiempo (trr) para bloquearse.
Al tiempo que demora en pasar del estado de no conducción al de
conducción se le llama tiempo de recuperación directa (trd).

➢ Tiempo de recuperación inversa (trr):
El paso del estado directo al inverso en el diodo, no es instantáneo.
Si un diodo se encuentra conduciendo una intensidad IF , la zona central de
la unión P-N está saturada de portadores mayoritarios y a mayor IF,
mayor será su densidad. Si mediante la aplicación de una tensión inversa
forzamos la anulación de la corriente con cierta velocidad di/dt, la
corriente se reducirá y al llegar a cero existirán cargas en exceso que harán
que la corriente circule en sentido inverso por el diodo durante unos
instantes.

La tensión inversa entre ánodo y cátodo no se produce hasta después del
tiempo ta (llamado tiempo de almacenamiento), después del cual los
portadores empiezan a escasear y aparece en la unión la zona de carga
espacial.
La intensidad todavía tarda un tiempo tb (llamado tiempo de caída) en
pasar de un valor de pico negativo (IRRM) a un valor despreciable
mientras va desapareciendo el exceso de portadores.
IRRM / ta = dIF/dt
trr= ta + tb

El área bajo la curva de corriente inversa representa la carga de
recuperación inversa QR (ó carga en exceso).
De las gráficas vemos que se cumple aproximadamente:
QRR = ½ IRRM ta + ½ IRRM tb = ½ IRRM trr
Luego:
IRRM = 2QRR / trr
Se define el Factor de Suavidad (snappiness) (S) como una función de la
velocidad de variación de la corriente inversa con el tiempo S = tb/ta =
Factor de suavidad (snappiness)

Tiempo de recuperación directa (trd): Al tiempo que demora en pasar del
estado de no conducción al de conducción se le llama: tiempo de
recuperación directa (trd).
• Es importante tener cuidado con estos tiempos debido a que durante los
transitorios los diodos pueden verse afectados e incluso destruirse,
especialmente cuando trabajan con corrientes altas.

PROBLEMA 1: El tiempo de recuperación inversa de un diodo es trr =
5μs y la velocidad de reducción de la corriente es dIF/dt = 80A/μs. Si el
factor de suavidad es S = 0.5, halle:
a) La carga de almacenamiento, QRR
b) La corriente pico inversa, IRRM
Solución:
a) Sabemos que: trr = ta + tb = ta ( 1 + S)
Luego: ta = trr /(1 + S) = 5μs / (1+0.5) = 10/3 μs
tb = trr - ta = 5/3 μs
Sabemos también que: IRRM / ta = dIF/dt
Además: QRR = (½) IRRM trr
Reemplazando: QRR = ½ (ta dI/dt) trr = ½ (5/3 * 80) 5μs
= 2000 / 3 μC

Construcción y encapsulados
Características deseables:
✓Corriente elevada con baja caída de tensión
✓Tensión inversa elevada con mínimas fugas

Tipos de diodos
1.- Diodos rectificadores.- Se caracterizan por poseer rangos de tensión y de
corrientes muy elevados:
• Corrientes de 1A a miles de amperios
• Tensión de 50V a 5 KV
• Trr (tiempo de recuperación inversa) bastante alto alrededor de 25us

2.- Diodos rápidos: En esta categoría están los diodos de recuperación
rápida y suave, se caracterizan por tener rangos de voltaje y corriente mas
reducidos. El Tiempo de Recuperación Inversa bastante bajo, es decir, de
unos 5 microsegundos:
• Corrientes de 1A a cientos de amperios.
• Tensión de 50V a 3KV
• Se diseñan para aplicaciones de alta frecuencia, tales como choppers y
convertidores DC-DC.

3.- Diodo Schottky - Estos diodos están formados por la asociación de un
metal y un semiconductor. El diodo Schottky es un componente
electrónico semiconductor que soporta una velocidad de conmutación
mayor cuando entra en los niveles de conducción directa e inversa.
• Frecuencias muy elevada (de Khz a Mhz)
• Caidas de tensión muy bajas
• No pueden bloquear tensiones superiores a los 100V

Diodos de potencia Schottky
El principio de funcionamiento del diodo Schottky se basa en la
interacción entre un metal y una capa empobrecida de un semiconductor,
cuyo contacto tiene propiedades rectificadoras en determinadas
condiciones.
Los diodos Schottky se basan en silicio n- con conductividad electrónica.
El sustrato n+ altamente dopado tiene una concentración de donante de
5 × 10 – 5 × 10 cm y su espesor es de 150–200 μm; esto está
determinado por el espesor de la placa de silicio inicial.
18 19 -3

La presencia de un sustrato altamente dopado reduce considerablemente
la resistencia del diodo y asegura un contacto óhmico satisfactorio con la
capa catódica metalizada.
La base n- activa del diodo Schottky tiene una concentración de
impurezas más baja (3 × 10 cm ); Su espesor wB está determinado por
el voltaje de trabajo del diodo y está en el rango de unas pocas micras a
decenas de micras.
15 -3

Para minimizar la avería extrema por avalancha y aumentar la intensidad
del campo eléctrico en la base, el diodo incluye un sistema de anillos
protectores con una unión p-n, cuya profundidad es de unas pocas micras
(Figura 2.2).
Figura 2.2 Estructura de un diodo Schottky.

La caída de voltaje en la unión del diodo Schottky es menor que la de un diodo con
unión p-n, mientras que las corrientes inversas son mayores.
El voltaje directo en el diodo Schottky consta de dos componentes principales: el
voltaje en la unión y el voltaje en la resistencia de la región activa en la base n- del
diodo.
Con un aumento en el voltaje inverso máximo del diodo Schottky, la resistencia de la
base n- aumenta, ya que la creación de un voltaje inverso más alto requiere una región
débilmente dopada más extendida con una concentración de portador de carga más
baja. Como resultado, la resistencia de la base n en los diodos Schottky de alto voltaje
aumenta significativamente. Este es la razón principal del límite superior de 200 a 400
V en el voltaje de funcionamiento de dichos diodos.

Tabla 4.1 Características de varios diodos rectificadores de potencia comerciales

Ejemplo:
Cálculo de la corriente de saturación
La caída directa de voltaje de un diodo de potencia es VD = 1.2 V a ID = 300
A. Suponiendo que n = 2 y VT = 25.8 mV. calcular la corriente de saturación
inversa (ls)
Solución:
Si se aplica la ecuación (2.1) se puede calcular la corriente de fuga (o de
saturación) Is, con

DlODOS CONECTADOS EN SERIE
En muchas aplicaciones de alto voltaje (por ejemplo, líneas de transmisión
de corriente directa en alto voltaje [HVDC]), un diodo de los que se
consiguen en el mercado no puede cumplir con las especificaciones de
voltaje, y los diodos se conectan en serie para aumentar sus posibilidades
de bloqueo inverso.
Consideremos dos diodos conectados en serie, como se ve en la figura
2.7a. Las variables iD y VD son la corriente y el voltaje, respectivamente, en
sentido directo; VD1 y VD2 son los voltajes en sentido inverso compartidos
de los diodos DI y D2 , respectivamente.

Figura 2.8 Dos diodos conectados en serie con polarización inversa

En la práctica, las características v-i en diodos de un mismo tipo difieren,
debido a las tolerancias de sus procesos de producción.
En la condición de polarización directa, ambos diodos conducen la misma
cantidad de corriente, y la caída de voltaje de cada diodo en sentido
directo sería casi igual. Sin embargo, en la condición de bloqueo inverso,
cada diodo debe conducir la misma corriente de fuga, y en consecuencia
los voltajes de bloqueo pueden ser distintos en forma apreciable.
Una solución sencilla para este problema es, como se ve en la figura 2.8a,
forzar la partición a voltajes iguales conectando un resistor en paralelo
con cada diodo. Debido a la partición igual de voltajes, la corriente de
fuga de cada diodo sería distinta, lo cual se ve en la figura 2.8(b). Como la
corriente total de fuga debe compartirse por un diodo y su resistor,

Sin embargo, IR1 = VD1/R1, e IR2 = VD2/R2 = VD1/R2. La ecuación (2.12)
determina la relación entre R1 y R2, para voltajes compartidos iguales,
que es:
(2.12)
(2.13)
Si las resistencias son iguales, entonces R = R1 = R2, y los voltajes en los
dos diodos serían un poco diferentes, dependiendo de las desigualdades
entre las dos características v-i. Los valores de VD1 y VD2 se pueden
determinar con las ecuaciones (2.14) y (2.15)a continuación:

(2.14)
(2.15)
Los voltajes compartidos bajo condiciones transitorias (por ejemplo,
debidas a cargas conmutantes, y las aplicaciones iniciales del voltaje de
entrada) se obtienen conectando capacitores en paralelo con cada diodo.
Rs, limita la velocidad de aumento del voltaje de bloqueo.

DIODOS CONECTADOS EN PARALELO
En aplicaciones de alta potencia, los diodos se conectan en paralelo para
aumentar la capacidad de conducción de corriente, a fin de llenar las
especificaciones de corriente deseadas. La distribución de corriente de los
diodos estaría de acuerdo con sus respectivas caídas de voltaje directas.
Se puede obtener una distribución uniforme de corriente proporcionando
inductancias iguales (por ejemplo en las terminales), o conectando
resistencias de distribución de corriente (cosa que puede no ser practica
debido a perdidas de energía); lo anterior se muestra en la figura 2-11.
Es posible minimizar este problema seleccionando diodos con caídas de
voltajes directas iguales o diodos del mismo tipo. Dado que los diodos están
conectados en paralelo, los voltajes de bloqueo inverso de cada diodo serán
los mismos.

INTRODUCCIÓN A LOS TRANSISTORES DE POTENCIA
El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico
al de los transistores normales, teniendo como características especiales
las altas tensiones e intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las
altas potencias a disipar.
Existen básicamente tres tipos de transistores de potencia:
• Bipolar.
• Unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo)
• IGBT

El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la
capacidad de carga en corriente de los transistores bipolares:
• Trabaja con tensión.
• Tiempos de conmutación bajos (alta frecuencia de funcionamiento)
• Margen de potencia en conducción mucho mayor (como los bipolares)
Nos interesa, como siempre que tratamos con dispositivos
semiconductores de potencia que el transistor se parezca, lo más posible,
a un elemento ideal:
• Pequeñas fugas.
• Alta potencia.

• Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado
• Que no se produzcan “puntos calientes” (grandes di/dt ) elevado
• Bajos tiempos de respuesta (ton, toff), para conseguir una alta
frecuencia de funcionamiento
Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y
concretamente de los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a
conducción y viceversa no se hace instantáneamente, sino que siempre
hay un retardo (ton, toff).
Las causas fundamentales de estos retardos son las capacidades
asociadas a las uniones colector - base y base - emisor y los tiempos de
difusión y recombinación de los portadores

A.1 PRINCIPIOS BÁSICOS DE FUNCIONAMIENTO
La diferencia más notable entre un transistor bipolar y un transistor
unipolar o FET es el modo de actuación sobre el terminal de control. En el
transistor bipolar hay que inyectar una corriente de base para regular la
corriente de colector, mientras que en el FET el control se hace mediante
la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia viene
determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son
sustancialmente distintas. Es una característica común, sin embargo, el
hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o
puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros
dos terminales.

En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:
•En un transistor bipolar IB controla la magnitud de IC.
•En un FET, la tensión VGS controla la corriente ID.
•En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra
bastante mayor.

B. EL TRANSISTOR BIPOLAR DE POTENCIA (BJT) existen dispositivos de
potencia con características muy superiores.
Sin embargo, le dedicamos un tema dentro de esta asignatura porque es
necesario comprender sus limitaciones para poder comprender.
A continuación veremos las características más importantes del BJT. Es
de destacar que el interés actual del BJT es muy limitado, ya que el
funcionamiento y limitaciones de otros dispositivos de gran importancia
en la actualidad esta dentro del campo de la Electrónica de Potencia.

B.1 Modos de trabajo
Existen cuatro condiciones de polarización posibles.
Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de polarización en cada
una de las uniones del transistor pueden ser:

• Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la
unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector -
base. Esta es la región de operación normal del transistor para
amplificación.
• Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la
unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector -
base. Esta región es usada raramente.
• Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas
uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de
conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un
interruptor abierto (IC = 0).

•Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de
ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones
de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un
interruptor cerrado (VCE = 0). En la siguiente figura, se muestra la curva
V-I típica del transistor bipolar:

B.2 Especificaciones importantes
Las principales características que han de considerarse en los transistores
bipolares de potencia son:
• ICmax: intensidad máxima de colector
• BVCEO: tensión de ruptura de colector-emisor
• Pmax: potencia máxima disipable en régimen continuo. Además,
conforme los transistores utilizados en circuitos de potencia trabajan
generalmente en saturación y corte (régimen de conmutación), resulta de
interés la caída de tensión colector-emisor en saturación VCEsat y los
tiempos de saturación y corte para aplicaciones de alta frecuencia.

B.3 Características dinámicas-Tiempos de conmutación
Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son
despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de
conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de
potencia disipada, ya que en esos instantes el producto iC x vCE va a
tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el
transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de
trabajo, debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de
veces que se produce el paso de un estado a otro. Como siempre,
podemos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y
tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede
dividir en otros dos, quedando así cuatro tiempos a estudiar:

• Tiempo de retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde
el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo
conmutador, hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor
final.
• Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida
en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final.
• Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre
desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal
de salida baja al 90% de su valor final.
• Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida
en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final.

Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones:
ton = td + tr
toff = ts + tf
Es de hacer notar el hecho que el tiempo de apagado (toff) será siempre
mayor que el tiempo de encendido (ton), como ocurre en la mayoría de
los conmutadores, tal y como se muestra en la siguiente figura.

Los tiempos de
encendido (ton) y
apagado (toff) limitan
la frecuencia máxima
(fmax) a la cual puede
conmutar el transistor:

B.4 Área de operación segura en un BJT de potencia
Además de especificar la máxima disipación de potencia a diferentes
temperaturas de encapsulado, los fabricantes de transistores de potencia
suelen indicar una gráfica de la frontera del área de operación sin riesgo
(SOA, Safe Operation Area) en el plano ic-vce.
La especificación de una SOA típica presenta la forma que se muestra en
la siguiente figura:

Figura : Área de operación sin riesgo (SOA) de un BJT

En esta curva se pueden observar cuatro áreas claramente
diferenciadas:
1. La corriente máxima permisible ICmax. Si se excede esta corriente
de manera continua puede dar como resultado que se fundan los
alambres que conectan el dispositivo a los terminales del
encapsulado
2. La hipérbola de máxima disipación de potencia. Este es el lugar
geométrico de los puntos para los cuales se cumple que:
vce·ic = Pmax (a TCO).
Para temperaturas TC > TCO se obtendrán un conjunto de hipérbolas
más bajas. Aún cuando se pueda permitir que el punto de trabajo se
mueva de modo temporal por encima de la hipérbola, no debe

permitirse que el promedio de disipación de potencia exceda de Pmax.
3. Límite de segunda ruptura. La segunda ruptura es un fenómeno que
resulta debido a que la circulación de corriente por la unión entre emisor
y base no es uniforme. Más bien, la densidad de corriente es mayor cerca
de la periferia de la unión. Esta “aglomeración de corriente” da lugar a
mayor disipación de potencia localizada y por lo tanto a calentamientos
en lugares que reciben el nombre de “puntos calientes”. Como el
calentamiento produce un aumento de corriente, puede ocurrir un
gradiente térmico que provoque la destrucción de la unión
semiconductora.

4. Voltaje de ruptura de la unión colector emisor BVCEO. Nunca debe
permitirse que el valor instantáneo de VCE exceda de BVCEO; de otra
manera, ocurrirá la ruptura de avalancha de la unión entre colector y
base. Finalmente, debe mencionarse que por lo general se utilizan
escalas logarítmicas para ic y vce que llevan a un límite de área de
operación sin riesgo (SOA) formada por líneas rectas. .
B.5 Efectos producidos por cargas inductivas. Las cargas inductivas
someten a los transistores a las condiciones de trabajo más
desfavorables dentro de la zona activa, en el sentido de que se oponen
a las variaciones de corriente que imponen los transistores al conmutar
de saturación a corte y viceversa

Carga Inductiva
Característica de transferencia para el transistor
en conmutación con carga inductiva

En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados
de funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga
resistiva, el transistor pasará de corte a saturación por la recta que va desde
A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin embargo, con una carga
inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a saturación
recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo
CDA.
Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión
en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha
secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).

Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la
práctica varios circuitos, que se muestran a continuación:

a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner
ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc).
b) Diodo en antiparalelo con la carga RL.
c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber).
Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de
saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino
para la circulación de la intensidad inductiva de la carga.
En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva
sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a
cargarse a una tensión Vcc.
Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el
transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente,

alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha
secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se
descarga a través de RS.

El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede
apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de
saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa
y sin alcanzar valores de VCE superiores a la fuente Vcc. Para el cálculo
de Cs podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía
almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a
Cs cuando la intensidad de colector se anule.
Por tanto:
, de donde

Para calcular el valor de Rs hemos de tener en cuenta que el
condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso
de bloqueo, por lo que la constante de tiempo de Rs y Cs ha de ser
menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en
saturación el transistor

Figura: Capacitor de potencia Figura: Inductor de potencia
(de alambre bobinado)

Problema: El circuito de emisor común que se muestra en la figura se
polariza a VCC= 24V. La potencia máxima del transistor es PDmax= 20W
y la ganancia de corriente es β= 80. Determine:
a) RL y RB tales que la potencia máxima se entregue a la carga RL.
b) Encuentre el valor de Vp para la señal de entrada que entrega la
potencia máxima.
C

a) PQ(máx.) = ICQ . VCC/2
ICQ= 2 PQ(máx..)/ Vcc = 2(20)/24 = 1.67 A
RL= (VCC – (VCC/2))/ICQ = (24V – 12V)/1.67 A = 7.2 Ω
IB= ICQ/β = 1.67 A/80 = 20.8 mA
RB= (24V – 0.7V)/20.8 mA= 1.12 K Ω
b) |Av| = gm RL = ICQ . RL/VT = (1.67) (7.2)/ 0.026 = 462
Vo(máx.) = 12V, Vp= Vo(máx.)/Av = 26 mV.

INTRODUCCIÓN
Los transistores de efecto de campo por semiconductor de óxido metálico
(metal-oxide-semiconductor field effect transistor, MOSFET) con
apreciable capacidad de conducción de corriente en estado activo y
buena capacidad de tensión de bloqueo en estado pasivo —y, por tanto,
con potencial para aplicaciones de electrónica de potencia— están
disponibles desde principios de la década de 1980.
Ahora se usan tanto como los BJT y de hecho los están remplazando en
muchas aplicaciones, en especial aquellas en las que son importantes las
velocidades de conmutación altas.

Los MOSFET operan con base en mecanismos físicos diferentes a los de
los BJT, y es esencial comprender bien estas diferencias para utilizar de
modo eficaz tanto los BJT como los MOSFET.
Se considera los mecanismos físicos básicos que rigen la operación de
MOSFET, los factores que establecen los límites de corrientes y tensiones
del MOSFET, así como posibles modos de falla si se exceden estos límites

Hasta ahora se ha hecho hincapie en los MOSFET de enriquecimiento
para pequeña señal, es decir, MOSFET de baja potencia. Aunque se
pueden encontrar algunos para montaje discreto, el uso principal de los
MOSFET de enriquecimiento de baja potencia es en circuitos integrados
digitales.
No sucede lo mismo para aplicaciones de alta potencia, en cuyo caso el
MOSFET de enriquecimiento es un dispositivo discreto ampliamente
utilizado en aplicaciones que controlan motores, lámparas, disqueteras,
impresoras, fuentes de alimentación, etc. En estas aplicaciones, el
MOSFET de enriquecimiento se denomina FET de potencia.

Los fabricantes producen distintos tipos de dispositivos, tales como VMOS,
TMOS, hexFET, trench MOSFET y waveFET. Todos estos FET de potencia
emplean diferente geometría del canal para aumentar sus limitaciones
máximas. Estos dispositivos tienen limitaciones de corriente desde 1 A
hasta mas de 200 A, y limitaciones de potencia desde 1 W a mas de 500
W. La Tabla 14-2 es una muestra de FET de potencia disponibles
comercialmente. Nótese que VGS(on) es 10 V para todos estos
dispositivos. Al ser físicamente grandes, requieren valores altos de
VGS(on) para asegurar el funcionamiento en la zona óhmica. Como se
puede observar, las limitaciones de potencia son considerables, capaces
de manejar aplicaciones pesadas como control en automoción,
iluminación y calefacción.

El análisis de un circuito FET de potencia es igual que para dispositivos de
pequeña señal. Cuando se excita con una tensión VGS(on) = 10 V, un FET
de potencia tiene una resistencia pequeña RDS(on) en la zona óhmica.
Como antes, una ID(sat) menor que ID(on) cuando VGS = VGS(on)
garantiza que el dispositivo esta funcionando en la zona óhmica y actúa
como una pequeña resistencia.

Figura 22-3 Símbolos de circuito para a) un canal n y b) un MOSFET de canal p

MOSFET DE POTENCIA
Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, y sólo
requiere una pequeña corriente de entrada. La velocidad de conmutación
es muy alta, y los tiempos de conmutación son del orden de
nanosegundos. Los MOSFET de potencia están encontrando aplicaciones
cada vez más numerosas en convertidores de baja potencia y alta
frecuencia.

CARACTERÍSTICAS I-V
El MOSFET, como el BJT, es un dispositivo de tres terminales donde la
entrada, la compuerta en el caso del MOSFET, controla el flujo de
corriente entre las terminales de salida, la fuente y el drenaje. La
terminal de la fuente es común entre la entrada y la salida de un
MOSFET. Las características de la salida, la corriente de drenaje iD como
función del voltaje drenaje a fuente VDS con el voltaje compuerta a
fuente VGS como parámetro, se muestran en la figura 22-4a para un
MOSFET de canal n. Las características de la salida para un dispositivo
de canal p son las mismas, excepto que las polaridades de corriente y
tensión están invertidas, de modo que las características para el
dispositivo de canal p aparecen en el tercer cuadrante del plano iD-vDS
y no en el primero, como las características de la figura 22-4a

Figura: EL VOLTAJE DE GATE PERMITE LA CONDUCCIÓN ENTRE
DRAIN Y SOURCE POR MEDIO DE LA FORMACIÓN DE UN
CANAL CONDUCTIVO (EFECTO DE CAMPO)

En aplicaciones de electrónica de potencia, el MOSFET sirve como
interruptor para controlar el flujo de potencia a la carga de una manera
análoga al BJT. En estas aplicaciones, el MOSFET atraviesa las
características de iD - vDS desde el corte a través de la zona activa
hasta la zona óhmica conforme se enciende el dispositivo, y de nuevo
cuando se apaga. Las zonas del corte, activa y óhmica de las
características se muestran en la figura 22-4 a.
El MOSFET está en estrangulamiento cuando la tensión de compuerta-
fuente es menor que la tensión de umbral VGS(th), que suele ser de
unos cuantos voltios en la mayoría de los MOSFET de potencia.

El MOSFET está en la zona óhmica cuando
En la zona activa, la corriente de drenaje es independiente de la tensión
de drenaje-fuente y sólo depende de la tensión de compuerta-fuente. Se
dice que a veces la corriente se satura, y por consiguiente esta zona se
llama a veces zona de saturación o zona del pentodo. Nosotros la
llamaremos zona activa, para evitar el uso del término saturación y la
confusión que crea con la saturación en BJT. La simple teoría del primer
orden pronostica que, en la zona activa, la corriente de drenaje está dada
aproximadamente por

donde K es una constante que depende de la geometría del dispositivo.
En el límite entre la zona óhmica y la zona activa, donde VGS - VGS(th) =
vDS, la ecuación 22-2 se convierte en
que es una manera conveniente de delinear el límite entre las dos zonas,
como en la figura 22-4a.

Figura 22-4 Características de corriente-tensión de un
MOSFET de modo de intensificación de canal n: a) salida
(características de iD-vDS); b) curva de transferencia

Los MOSFET del nivel lógico siguen razonablemente bien la relación que
expresa la ecuación 22-2. Sin embargo, un dibujo de iD versus vGS (con el
MOSFET en la zona activa) en la figura 22-4b, por lo general denominada
curva de transferencia, muestra que a esta ecuación sólo se observa en
valores bajos de la corriente de drenaje en los MOSFET de potencia.
En general, la curva de transferencia de un MOSFET de potencia es muy
lineal, en contraste con la curva de transferencia parabólica del
dispositivo de nivel lógico.

Los MOSFET no tienen los problemas de fenómenos de segunda
avalancha, como los BJT. Sin embargo, los MOSFET tienen los problemas
de descarga electrostática y requieren cuidados especiales en su manejo.
Además, es relativamente difícil protegerlos en condiciones de falla por
cortocircuito.
Los dos tipos de MOSFET son: 1) MOSFET decrementales y 2) MOSFET
incrementales. Un MOSFET de tipo decremental con canal n se forma
sobre un substrato de silicio tipo p, como se ve en la figura 4.15a, con
dos regiones de silicio n + muy dopado, para formar conexiones de baja
resistencia. La compuerta está aislada del canal por una capa muy
delgada de óxido. Las tres terminales son compuerta, drenaje y fuente.

Figura 4.15: MOSFET tipo decremental o agotamiento.

Un MOSFET de canal n de tipo incremental no tiene canal físico, como se ve en
la figura 4.16a. Si VGS es positivo, un voltaje inducido atrae a los electrones del
substrato p y los acumula en la superficie, bajo la capa de óxido. Si VGS es
mayor o igual a un valor llamado voltaje umbral o voltaje de entrada, VT, se
acumula una cantidad suficiente de electrones para formar un canal n virtual,
y la corriente circula del drenaje a la fuente. Se invierten las polaridades de
VDS, IDS Y VGS en un MOSFET de tipo incremental de canal p, como se ve en la
figura 4.16b.
En la figura 4.17 se muestran MOSFET de potencia de diversos tamaños. Ya
que un MOSFET de decremental permanece activo con cero voltaje de
compuerta, mientras que un MOSFET de tipo incremental permanece apagado
con cero voltaje de compuerta, en general los MOSFET de tipo incremental se
usan como dispositivos de conmutación en la electrónica de potencia.

FIGURA4.16 MOSFET tipo incremental o enriquecimiento

Características en estado permanente
Los MOSFET son dispositivos controlados por voltaje y tienen una
impedancia de entrada muy alta. La compuerta toma una corriente de
fuga muy pequeña, del orden de los nanoamperes. La ganancia de
corriente, que es la relación entre la corriente de drenaje ID y la
corriente de compuerta IG suele ser del orden de 10 • Sin embargo, la
ganancia de corriente no es un parámetro importante. La
transconductancia, que es la relación de la corriente de drenaje al
voltaje de compuerta, define a las características de transferencia, y es
un parámetro muy importante. En la figura 4.19 se muestran las
características de transferencia de MOSFET de canal n y de canal p
9

Figura 4.19: Caracteristicas de transferencia de los MOSFET

La figura 4.20 muestra las características de salida de un MOSFET de
canal n incremental.
Hay tres regiones de operación:
1) La región de corte, donde VGS ≤ VT;
2) La región de estrechamiento o saturación, donde VDS = VGS - VT, y
3) La región lineal, donde VDS ≤ VGS - VT·
La región de estrechamiento se presenta en VDS = VGS - VT.
En la región lineal, la corriente de drenaje ID varía en proporción con el
voltaje de drenaje a fuente, VDS.

Debido a la gran corriente de drenaje y al bajo voltaje de drenaje, los
MOSFET se operan en la región lineal, para las acciones de conmutación.
En la región de saturación la corriente de drenaje permanece casi
constante para cualquier aumento en el valor de VDS, y en esta región se
usan los transistores para amplificar voltaje.
Se debe notar que la saturación tiene el significado opuesto al de los
transistores bipolares.

Fig. 4.20: Características de salida de un MOSFET tipo incremental.

El modelo de estado permanente, igual para los MOSFET tipo decremental y
tipo incremental, se ve en la figura 4.21. La transconductancia gm se define
como:
(4.37)
La resistencia de salida, ro = RDS, se define como
y en el caso normal es muy alta en la región de estrechamiento, del orden
de los megaohms, y en la región lineal es muy pequeña, normalmente del
orden de los miliohms
(4.38)

Para los MOSFET de tipo de decremental, el voltaje de compuerta (o de
entrada) podría ser positivo o negativo. Sin embargo, los MOSFET de tipo
de incremental responden sólo a un voltaje de compuerta positivo.
En general, los MOSFET de potencia son del tipo de incremental.
Sin embargo, los de tipo decremental tendrían ventajas y simplifican el
diseño lógico en algunas aplicaciones que requieren alguna forma de
interruptor de lógica compatible para cd o ca que permaneciera cerrado
cuando la fuente de potencia falla y VGS se vuelve cero. Ya no se
describirán más las características de los MOSFET de tipo de decremental.

FIGURA 4.21 Modelo de interrupción de estado estable para MOSFET.

Características de conmutación
Si no tiene señal de compuerta, un MOSFET de tipo incremental se puede
considerar como dos diodos conectados espalda con espalda, o como un
transistor NPN. La estructura de la compuerta tiene las capacitancias
parásitas Cgs respecto a la fuente y Cgd respecto al drenaje. El transistor
npn tiene una unión con polarización inversa, del drenaje a la fuente, y
forma una capacitancia Cds.
La figura 4.22a muestra el circuito equivalente de un transistor bipolar
parásito en paralelo con un MOSFET. La región de base a emisor de un
transistor NPN se pone en corto en el microcircuito, al metalizar la
terminal de la fuente y la resistencia de la base al emisor, debido a que la
resistencia Rbc del material de las regiones n y p es pequeña.

Por consiguiente, se puede considerar que un MOSFET tiene un diodo
interno, y el circuito equivalente se ve en la figura 4.22b. Las capacitancias
parásitas dependen de sus voltajes respectivos
FIGURA 4.22: Modelo de efectos parásitos de MOSFET de incremental.

Figura: Orígen de las capacidades parásitas

El modelo de conmutación de los MOSFET se ve en la figura 4.23. Las formas
de onda y los tiempos típicos de conmutación se ven en la figura 4.24. El
retardo de encendido td(enc) es el tiempo necesario para cargar la
capacitancia de entrada hasta el valor del voltaje umbral. El tiempo de subida
tr, es el tiempo de carga de la compuerta, desde el nivel de umbral hasta el
voltaje total de compuerta VGSP, que se requiere para activar al transistor
hasta la región lineal.
El tiempo de retardo de apagado td(apag) es el necesario para que la
capacitancia de entrada se descargue desde el voltaje de sobre saturación V1
hasta la región de estrechamiento. El voltaje VGS debe disminuir en forma
apreciable antes de que VDS comience a subir. El tiempo de caída tf es el
necesario para que la capacitancia de entrada se descargue desde la región
de estrechamiento hasta el voltaje de umbral. Si VGS ≤ VT, el transistor se
desactiva.

Figura 4.23: Modelo de conmutación para el MOSFET.

FIGURA 4.24 Formas de onda y tiempos de conmutación.

Excitación de compuerta
El tiempo de activación de un MOSFET depende del tiempo de carga de
la capacitancia de entrada o de compuerta. El tiempo de activación se
puede reducir conectando un circuito RC, tal y como se muestra en la
figura, para cargar mas aprisa la capacitancia de compuerta. Cuando
se conecta el voltaje de compuerta, la corriente de carga inicial de la
capacitancia es
IG= VG/Rs
Y el valor en régimen permanente del voltaje de compuerta es
Donde Rs es la resistencia interna de la fuente de excitación de la
compuerta.

Figura: Circuito de aceleración de activación de la compuerta

A fin de obtener velocidades de conmutación del orden de 100 ns o menos,
el circuito de excitación de compuerta debe tener una baja impedancia de
salida y la capacidad de manejar corrientes relativamente grandes.
Problema: Los valores nominales máximos de corriente, voltaje y potencia
de un transistor de potencia son: 5 A, 80V y 25W, respectivamente.
a) Dibuje y marque el área segura de operación para este transistor.
b) En el circuito de fuente común que se muestra en la figura, determine
El valor de RD y trace la línea de carga que produce una potencia máxima
En el transistor para: i) VDD= 80V, ii) VDD= 50V

Máxima potencia a : VDS= VDD/2 = 40V
ID= Pt/VDS= 25W/40V = 0.625 A
RD= (80V – 40V)/ 0.625 A = 64 Ω
ii) VDD= 50V Máxima potencia a : VDS= VDD/2 = 25V
ID= Pt/VDS= 25W/25V = 1 A
RD= (50V – 25V)/ 1 A = 25 Ω

Figura: Estructura interna del IGBT
Figura: Símbolo del IGBT

En un IGBT se combinan las ventajas de los BJT y de los MOSFET. Un IGBT
tiene alta impedancia de entrada, como los MOSFET, y pocas pérdidas
por conducción en estado activo, como los BJT. Sin embargo, no tiene
problema de segunda avalancha, como los BJT. Por el diseño y la
estructura del microcircuito, se controla la resistencia equivalente de
drenaje a fuente, RDS, para que se comporte como la de un BJT.
En la figura 4.29a se muestra la sección transversal de la estructura de
silicio de un IGBT, que es idéntica a la de un MOSFET, a excepción del
substrato p+. Sin embargo, el rendimiento de un IGBT se parece más al
de un BJT que al de un MOSFET. Esto se debe al substrato p +, causante
de la inyección de portadores minoritarios en la región n. El circuito
equivalente se muestra en la figura 4.29b , que se puede simplificar al de
la figura 4.29c.

FIGURA 4.29: a) Corte transversal y (b y c) circuito equivalente de los IGBT

Un IGBT se hace con cuatro capas alternas PNPN, y puede tener
retención como un tiristor, cuando se cumple la condición necesaria:
(α npn + α pnp) > 1. La capa de acoplamiento n+ y la ancha base
epitaxial reducen la ganancia de la terminal NPN por diseño interno, y
con ello evitan la retención. Los IGBT tienen dos estructuras: de
perforación (PT, de punch-through) y de no perforación (NPT, de non
punch-through). En la estructura IGBT PT, el tiempo de conmutación se
reduce usando una capa de acoplamiento n muy dopada, en la región
de corrimiento cerca del colector. En la estructura NPT los portadores
tienen una vida mayor que en una estructura PT, lo que causa
modulación de conductividad de la región de corrimiento y reduce la
caída de voltaje en estado de encendido.

Un IGBT es un dispositivo controlado por voltaje, parecido a un MOSFET de
potencia. Como en un MOSFET, para el encendido se hace positiva la
compuerta con respecto al emisor, los portadores n son atraídos al canal p
cerca de la región de la compuerta; esto produce una polarización en
directa de la base del transistor npn, que con ello se enciende.
Un IGBT sólo se enciende aplicándole un voltaje de compuerta positivo,
para que los portadores n formen el canal, y se apaga eliminando el voltaje
de compuerta, para que el canal desaparezca. Requiere un circuito de
control muy simple. Tiene menores pérdidas de conmutación y de
conducción, y al mismo tiempo comparte muchas de las propiedades
adecuadas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de excitación de
compuerta, corriente pico, buenas características y robustez.

En forma inherente, un IGBT es más rápido que un BJT. Sin embargo, la
velocidad de conmutación de los IGBT es menor que la de los MOSFET.
En la figura 4.30 se ven el símbolo y el circuito de un IGBT interruptor. Las
tres terminales son compuerta, colector y emisor, en lugar de compuerta,
drenaje y fuente de un MOSFET.
Las curvas características de salida típicas, de lc en función de VCE, se ven
en la figura 4.31a para diversos voltajes VCE de compuerta a emisor. La
característica típica de transferencia de ic en función de VGE se ve en la
figura 4.31b. Los parámetros y sus símbolos se parecen a los de los
MOSFET, excepto que se cambian los subíndices para fuente y drenaje, a
emisor y colector, en forma respectiva.

FIGURA 4.30 : Símbolo y circuito de un IGBT

FIGURA 4.31 Características típicas de salida y de transferencia de los IGBT.

La especificación de corriente de un solo IGBT puede llegar hasta 1200 V,
400 A, y la frecuencia de conmutación puede ser hasta de 20 kHz. Los IGBT
están encontrando aplicaciones crecientes en potencias intermedias, como
por ejemplo propulsores de motor de cd y de ca, fuentes de corriente,
relevadores de estado sólido y contactores. A medida que los límites
superiores de las especificaciones de IGBT disponibles en el comercio
aumentan (por ejemplo, hasta 6500V y 2400 A), están encontrando
aplicaciones donde se usan los BJT y los MOSFET convencionales
principalmente como interruptores, y los están sustituyendo.

Ejercicio 1. El proceso de manufacturación de los IGBTs produce dos tipos
diferentes que son los siguientes:
Considerando un ciclo de trabajo del 50%=0.5 para un sistema de CC, ¿a
qué frecuencia darán la misma pérdida de potencia los dos IGBTs?
Compara las pérdidas de potencia de los dos IGBTs a 5kHz y 10kHz.
Ignorando las pérdidas de encendido, y estados de conducción y no
conducción, podemos afirmar:

Solución:
P1= Tensión directa (Vf) x Corriente Directa (If) x Ciclo de trabajo +
Frecuencia x Energía perdida en el apagado
IGBT lento:
IGBT rápido:
La potencia perdida en el IGBT lento y en el rápido será igual a la
frecuencia f(kHz) obtenida en la siguiente igualdad:

48 + 10𝑓 = 84 + 5f
Resolviendo la ecuación anterior se obtiene f=7.2 kHz, quiere decir que esta
frecuencia es cuando las pérdidas obtenidas son las mismas en los dos
tipos. Procedemos a comparar las pérdidas obtenidas frente a distintas
frecuencias:
Cuando la frecuencia son 5 kHz:
IGBT lento:

IGBT rápido:
Cuando la frecuencia son 10 kHz:
IGBT lento:
IGBT rápido:

Así concluimos que a 5 kHz el IGBT lento es superior, dando unas pérdidas
más pequeñas (98W), mientras que el IGBT rápido da unas pérdidas
mayores (109W). Según vamos aumentando la frecuencia, vemos que el
IGBT lento comienza a darnos unas pérdidas mayores (148 W) frente a las
pérdidas del IGBT rápido (134 W).
En conclusión, vemos que, para frecuencias de conmutación bajas, los
IGBTs lentos son más eficaces, puesto que nos dan unas pérdidas
menores, mientras que para frecuencias altas será más eficaz el IGBT
rápido.

Ejercicio 2. Diseñar un circuito de excitación para un IGBT, que mantenga
una corriente de puerta de 40A cuando este activado y tenga un pico de
100A en el paso a conducción. La tensión Vi soporta una tensión de 1000V
con un ciclo de trabajo del 50% y una frecuencia de conmutación
1000kHz. Suponemos que VGE es de 20V cuando el transistor está en
conducción.

Solución:
El valor de R1 viene determinado por la necesidad del pico inicial de
corriente. Despejando R1 en la siguiente fórmula:
La corriente de puerta en conducción en régimen permanente determina
el valor de R2:

El valor de C se calcula a partir de la constante de tiempo necesaria.
Para un ciclo de trabajo del 50% a 1000 kHz, el transistor conduce
durante 0,5μs. Haciendo que el tiempo de conducción del transistor sea
cinco veces la constante de tiempo, t=0,1μs:

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