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Convertidor de Bypass para un Panel Solar BP585
TITULACIÓN: Ingeniería Técnica Industrial en Electrónica Industrial
AUTOR: José Mª Romero Martínez.
DIRECTOR: Roberto Giral Castillón.
Junio / 2011.

2
Agradecimientos
A mi familia por comprenderme en los momentos más difíciles.
A Roberto Giral, por su dedicación, ayuda y paciencia.
A Josep Mª Bosque y al resto de miembros del GAEI por haber aportado cada uno de
ellos su importante grano de arena.

3
Índice
1 MEMORIA DESCRIPTIVA................................................................................. 7
1.1 Objetivo del proyecto ....................................................................................... 8
1.2 El panel fotovoltaico......................................................................................... 8
1.2.1 Introducción.............................................................................................. 8
1.2.2 Definición................................................................................................. 8
1.2.3 Tipos de conexión de las células .............................................................. 9
1.2.3.1 Conexión serie ..................................................................................... 9
1.2.3.2 Conexión paralelo................................................................................ 9
1.2.4 Curva I-V............................................................................................... 10
1.2.5 Curva P-V.............................................................................................. 11
1.2.6 Esquema de la célula fotovoltaica .......................................................... 11
1.2.7 Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes....... 12
1.2.8 Diodos de bypass.................................................................................... 13
1.2.9 Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT .............................. 14
1.3 Panel fotovoltaico BP585............................................................................... 15
1.4 Emulador de paneles fotovoltaicos................................................................. 16
1.4.1 Introducción............................................................................................ 16
1.4.2 Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste ....................... 17
1.4.2.1 Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC ........................................ 18
1.4.2.2 Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC .................................... 19
1.5 “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active
voltage sharing”......................................................................................................... 20
1.5.1 Introducción............................................................................................ 20
1.5.2 Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT ............... 20
1.5.3 Bypass activo.......................................................................................... 21
1.5.4 Control.................................................................................................... 23
1.5.5 Conclusiones........................................................................................... 24
1.6 Batería............................................................................................................. 25
1.6.1 Etapas de carga....................................................................................... 25
1.6.2 Batería seleccionada ............................................................................... 25
1.7 Convertidores CC-CC .................................................................................... 26
1.7.1 Introducción............................................................................................ 26
1.7.2 Convertidor Buck ................................................................................... 26
1.7.3 Convertidor Boost .................................................................................. 28
1.8 Control en modo deslizamiento...................................................................... 30
1.9 Etapa de potencia............................................................................................ 31
1.9.1 Introducción............................................................................................ 31
1.9.2 Configuraciones...................................................................................... 34
1.9.2.1 Configuración Buck .......................................................................... 34
1.9.2.2 Configuración Boost.......................................................................... 35
1.9.3 Elementos principales............................................................................. 36
1.9.3.1 Condensadores de entrada y salida................................................... 36
1.9.3.2 Inductores .......................................................................................... 36
1.9.3.3 Diodos................................................................................................. 38
1.9.3.4 Filtro de amortiguamiento ................................................................ 38
1.9.3.5 MOSFETs .......................................................................................... 39
1.9.3.6 Circuito de alimentación ................................................................... 40

4
1.9.3.7 Driver ................................................................................................. 41
1.9.3.8 Sensor de corriente ............................................................................ 42
1.10 Etapa de control.............................................................................................. 43
1.10.1 Circuito para la obtención de masa virtual............................................. 44
1.10.2 Lazo de tensión....................................................................................... 45
1.10.3 Lazo de corriente .................................................................................... 47
1.10.3.1 Circuito restador del lazo de corriente.......................................... 48
1.10.3.2 Circuito inversor del lazo de corriente.......................................... 48
1.10.3.3 Comparador con histéresis............................................................ 49
2 MEMORIA DE CÁLCULO................................................................................ 51
2.1 Buck y Boost .................................................................................................. 52
2.1.1 Buck........................................................................................................ 52
2.1.2 Boost....................................................................................................... 53
2.2 Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH............... 53
2.3 Cálculo del ajuste de la tensión de circuito abierto del emulador de módulos
PV 53
2.4 Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor .......... 55
2.5 Cálculo de la salida del sensor de corriente.................................................... 56
3 SIMULACIONES................................................................................................. 58
3.1 Introducción.................................................................................................... 59
3.2 Lazo abierto.................................................................................................... 59
3.2.1 Buck........................................................................................................ 59
3.2.2 Boost....................................................................................................... 60
3.3 Lazo de corriente cerrado ............................................................................... 61
3.3.1 Buck........................................................................................................ 61
3.3.2 Boost....................................................................................................... 62
3.4 Lazo de tensión cerrado.................................................................................. 63
3.4.1 Buck........................................................................................................ 63
3.4.2 Boost....................................................................................................... 64
4 RESULTADOS EXPERIMENTALES .............................................................. 65
4.1 Introducción.................................................................................................... 66
4.2 Convertidor Buck y convertidor Boost........................................................... 66
4.2.1 Sistema en lazo abierto........................................................................... 67
4.2.1.1 Buck ................................................................................................... 67
4.2.1.2 Boost................................................................................................... 70
4.2.2 Sistema con lazo de corriente cerrado.................................................... 71
4.2.2.1 Buck ................................................................................................... 72
4.2.2.2 Boost................................................................................................... 73
4.2.3 Sistema con lazo de tensión cerrado....................................................... 75
4.2.3.1 Buck ................................................................................................... 75
4.2.3.2 Boost................................................................................................... 76
4.3 Emulador de paneles fotovoltaicos................................................................. 77
4.3.1 Ajuste manual de la curva I-V del emulador.......................................... 77
4.3.2 Caracterización de la curva I-V.............................................................. 78
4.3.3 Obtención de la curva P-V...................................................................... 81
4.3.3.1 Ensayo para la misma ISC.................................................................. 81
4.3.3.2 Ensayo para ISC de cada módulo diferentes..................................... 83
4.3.3.3 Conclusiones...................................................................................... 85
4.4 Panel solar ...................................................................................................... 86

5
4.4.1 Introducción............................................................................................ 86
4.4.2 Caracterización de la curva I-V.............................................................. 87
4.4.2.1 Curva característica I-V sin sombreado ........................................... 87
4.4.2.2 Curva característica I-V para sombreado fijo.................................. 88
4.4.2.3 Curva característica con sombreado I-V variable............................ 90
4.4.3 Obtención de la curva P-V...................................................................... 91
4.4.3.1 Día soleado sin sombreado en las dos secciones.............................. 91
4.4.3.2 Día prácticamente soleado con sombreado en una de las secciones93
4.4.3.3 Día nublado con sombreado en una de las secciones ...................... 95
4.4.4 Carga de una batería ............................................................................... 97
4.4.4.1 Introducción....................................................................................... 97
4.4.4.2 Circuito para la comparación de las corrientes de carga de la batería
98
4.4.4.3 Obtención de la corriente de salida del convertidor y el panel PV2 99
5 CONCLUSIONES .............................................................................................. 101
6 PLANOS.............................................................................................................. 103
6.1 Relación de planos........................................................................................ 104
7 PRESUPUESTO................................................................................................. 117
7.1 Amidamientos............................................................................................... 118
7.1.1 Capítulo 1 – Placa de potencia ............................................................. 118
7.1.2 Capítulo 2 – Placa de control................................................................ 120
7.1.3 Capítulo 3 – Otros accesorios............................................................... 120
7.2 Precios unitarios ........................................................................................... 121
7.3 Aplicación de precios ................................................................................... 123
7.4 Resumen del presupuesto ............................................................................. 125
7.4.1 Presupuesto de ejecución material........................................................ 125
7.4.2 Presupuesto de ejecución por contrata ................................................. 125
7.4.3 Presupuesto global................................................................................ 125
8 BIBLIOGRAFIA ................................................................................................ 126

6
Abreviaturas
D Duty Cycle
IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
MLCC Multilayer Ceramic Capacitor
MPP Maximum Power Point
MPPT Maximum Power Point Tracking
PI Control Proporcional Integral
PV Photovoltaic

7
1 MEMORIA DESCRIPTIVA

8
1.1 Objetivo del proyecto
El objetivo de presente proyecto es realizar la implementación práctica de la idea inicial
descrita de manera teórica en la publicación “Minimizing the effects of shadowing in a
PV module by means of active voltage sharing” aceptada y publicada por la asociación
técnico-profesonal IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers). En este
artículo se propone la idea de un circuito que posibilita extraer más potencia de un
módulo PV cuando se produce un sombreado en alguna de sus secciones.
El circuito, es un convertidor Buck-Boost bidireccional, capaz de minimizar los efectos
de sombreado en un panel a través de un control de corriente que logra igualar las
tensiones de entrada de cada una de las dos secciones de un panel PV.
Una vez creado el prototipo del circuito, se conectará al panel BP585 y se cargará
durante un tiempo una batería de 12 V y 47 Ah, comparando el resultado obtenido
frente a los datos logrados con el uso convencional de los diodos de bypass.
1.2 El panel fotovoltaico
1.2.1 Introducción
Inicialmente, se explicarán varios conceptos básicos de los módulos fotovoltaicos que
permitirán una mayor compresión de este documento.
1.2.2 Definición
La energía solar fotovoltaica es, junto a la energía solar térmica, la principal vía para el
aprovechamiento de los rayos del sol. Consiste en transformar de manera directa la
radiación solar en electricidad a través de, generalmente, láminas semiconductoras
llamadas células fotovoltaicas.
Un panel o módulo fotovoltaico está formado por una serie de células fotovoltaicas
conectadas eléctricamente, según el valor de los parámetros deseados, de manera que
logran producir una energía eléctrica de una corriente y tensión determinadas.
Figura 1.2.1. Las células PV están conectadas eléctricamente.

9
1.2.3 Tipos de conexión de las células
Dependiendo como se conecten las células entre sí, se podrá obtener una tensión o una
corriente mayores.
1.2.3.1 Conexión serie
En esta conexión, la tensión total de circuito abierto corresponderá a la suma de la
tensiones de circuito abierto de las n células que forman parte del circuito.
Comercialmente, las células fotovoltaicas están conectadas en esta configuración.
nVV cellOC ⋅= (1.2.1)
Figura 1.2.2. Conexión serie de células fotovoltaicas.
1.2.3.2 Conexión paralelo
A diferencia del caso anterior, con la conexión en paralelo se suman las corrientes de
cortocircuito de cada célula. De este modo tenemos que:
mII cellSC ⋅= (1.2.2)
Figura 1.2.3. Conexión paralelo de células fotovoltaicas.

10
1.2.4 Curva I-V
La curva característica I-V de un módulo PV nos permite conocer los valores de
corriente y tensión que puede proporcionar el panel. En esta curva podemos apreciar
varios parámetros que la definen. Son las siguientes:
Corriente de cortocircuito (Isc): Es el valor máximo de corriente que se obtiene de un
panel fotovoltaico bajo las condiciones estándar de medición (CEM). Como su propio
nombre indica, se consigue cortocircuitando la salida del módulo.
Tensión de circuito abierto (Voc): Es el valor máximo de tensión que se obtiene de un
panel fotovoltaico bajo las condiciones CEM. En estas condiciones no hay conexiones
en los bornes del panel y la corriente, por lo tanto, se hace nula.
Punto de máxima potencia (MPP): En ingles, Maximum Power Point, es la potencia
máxima generada por el panel fotovoltaico bajo unas condiciones de trabajo
determinadas, donde el producto de la tensión y la corriente que lo definen es el más
grande ( MAXMAXMAX VIP ⋅= ).
Corriente en el punto de máxima potencia (IMAX): Es el nivel de corriente que
corresponde a PMAX.
Tensión en el punto de máxima potencia (VMAX): Es el nivel de tensión que corresponde
a PMAX.
Figura 1.2.4. Curva I-V de un módulo fotovoltaico.

11
1.2.5 Curva P-V
La curva P-V de un módulo viene dada por el producto entre la tensión y la corriente de
cada punto de la curva I-V. La figura 1.2.5 muestra la superposición entre las dos curvas
descritas. Como era de prever, el MPP en la curva de potencia está situada en el punto
más alto de esta.
Figura 1.2.5. Superposición de las curvas P-V e I-V.
1.2.6 Esquema de la célula fotovoltaica
Una célula fotovoltaica puede modelarse de manera muy ideal como una fuente de
corriente en paralelo con un diodo. En la siguiente figura podemos ver su esquema.
Figura 1.2.6. Esquema de una célula fotovoltaica.

12
A continuación se definen sus principales parámetros:
LI : Corriente fotogenerada. Es la corriente generada como consecuencia de la
generación de portadores en la iluminación.
:DI Corriente de diodo. Es la corriente en oscuridad debido a la recombinación de
portadores.
SR : Resistencia en serie. Es la resistencia ocasionada en general por los contactos
metálicos con el semiconductor. En una célula fotovoltaica ideal, esta resistencia serie
es nula.
SHR : Resistencia de derivación o shunt. Es la resistencia provocada por las pérdidas
ocasionadas en el material. Idealmente, esta resistencia tiene un valor infinito.
1.2.7 Consecuencias del sombreado en los paneles PV. Puntos calientes
Cada célula solar tiene su propia curva I-V. En el momento en el que se produce un
sombreando en una celda que forma parte del panel la característica de su curva cambia
respecto a las demás, lo cual repercute en su propia potencia máxima, comportando que
también la potencia extraída total se vea afectada.
Figura 1.2.7. Efecto del sombreado en el rendimiento de un módulo fotovoltaico.
Del mismo modo, cuando una célula se halla sombreada, se comporta como una carga,
y en vez de producir energía la consume. Al disipar la energía producida por las demás,
la célula afectada se calienta por efecto Joule y puede llegar a dañarse irreversiblemente.
Este efecto lleva por nombre punto caliente (“hot spot”). Este problema será mayor en
la medida que la radiación solar sobre el resto de células también lo sea.

13
1.2.8 Diodos de bypass
Las células que no están sombreadas obligarán a las que tienen una radiación solar baja
a polarizarse con tensión negativa para poder conducir la corriente de la sección y, por
lo tanto, disipar potencias que pueden ser superiores a las que pueden soportar.
Asimismo, la operación de las células sombreadas en una región de tensión negativa,
provocará que la tensión total del conjunto se vea reducida e incluso se haga también
negativa. Una solución adoptada para evitar esta circunstancia pasa por el empleo de los
llamados diodos de bypass.
Figura 1.2.8. Diodos de bypass.
Los diodos de bypass permiten un camino alternativo para que la corriente fluya
alrededor de las células sombreadas, consiguiendo de esta forma reducir las pérdidas de
tensión en el módulo. Cuando en un módulo está sombreado, el diodo de bypass
conectado en paralelo con este se polariza en directa, y comienza a pasar corriente a
través de él. De este modo se reduce de forma importante la cantidad de calor en el área
sombreada.
Figura 1.2.9. Curvas I-V con y sin los diodos de bypass.
La figura 1.2.9 muestra las ventajas del empleo de los diodos de bypass. En este caso
particular, el panel fotovoltaico lleva conectados 2 diodos de bypass, uno cada 18
células, como el panel BP585 que se utilizará en los ensayos del presente proyecto.

14
La curva de color rojo muestra el comportamiento del panel cuando no existe
sombreado en ninguna de sus secciones. Por otra parte, la curva de color azul
corresponde a del un sombreado parcial en una de sus secciones. Como se puede ver, la
corriente ha disminuido drásticamente, lo cual repercute de forma importante en la
potencia total extraída del módulo.
Finalmente, la última curva ilustra el resultado obtenido con el mismo sombreado
parcial anterior, usando diodos de bypass. En este caso, debido a la polarización directa
del diodo de la sección afectada, las células no sombreadas fuerzan a las de baja
radiación a una corriente máxima bajo las condiciones de cortocircuito.
1.2.9 Seguimiento del punto de máxima potencia: MPPT
De forma generalizada, un MPPT (Maximum Power Point Tracking) es una tecnología
cuyo cometido es sacarle el máximo rendimiento a una instalación fotovoltaica. De esta
manera permite extraer de los módulos fotovoltaicos la máxima potencia. Este sistema
electrónico puede estar integrado en un convertidor, y es capaz de variar el punto de
operación de los módulos modificando el “duty cycle” de dicho convertidor.
El ejemplo de la figura 1.2.10 muestra la curva de potencia de un módulo PV para
distintas condiciones de radiación solar sin emplear un controlador MPPT. Partiendo de
unos niveles en los cuales se extrae prácticamente la máxima potencia posible, se puede
apreciar que, al aumentar la radiación, el punto máximo que puede obtenerse en bornes
de la batería conectada a la salida se aleja del MPP real del panel.
Figura 1.2.10. Curvas P-V sin controlador MPPT para diferentes radiaciones.
En la figura 1.2.11, sin embargo, se distingue que, utilizando un MPPT integrado en un
convertidor a la salida del módulo para un valor de radiación más alto, el sistema realiza
un seguimiento del punto máximo de la potencia. Vi corresponde a la tensión de salida
del módulo fotovoltaico.

15
Figura 1.2.11. Curvas P-V con controlador MPPT para diferentes radiaciones.
1.3 Panel fotovoltaico BP585
El panel fotovoltaico que se ha empleado en la consecución de los objetivos de este
proyecto, ha sido el PV BP585. Este módulo está compuesto por dos grupos de 18
células fotovoltaicas de silicio monocristalino, fabricadas a través de tecnología
SATURNO (tecnología de contactos enterrados por láser). Cada una de las células están
conectadas en serie, son peudocuadradas y miden 125 mm. de lado.
Las principales características eléctricas del módulo BP585 las muestra la siguiente
tabla.
Características eléctricas BP 585
Potencia máxima nominal (Pmax) 85 W
Tensión en Pmax (Vmp) 18 W
Corriente en Pmax (Imp) 4,72 A
Corriente de cortocircuito (Isc) 5 A
Tensión en circuito abierto (Voc) 22,1 V
Máxima desviación de potencia ± 5 %
Máximo tensión del sistema 600 V
Desviación por ºT (W) -(0.5 ± 0.05) % /ºC
Tabla 1.3.1. Características eléctricas del módulo BP585.
El comportamiento eléctrico de cada módulo viene dado en parte por la curva I-V, la
cual variará principalmente con las condiciones ambientales (temperatura,
radiación,…). En la siguiente imagen se muestra la curva característica del módulo PV
considerando diferentes temperaturas.

16
Figura 1.3.1. Curvas I-V para diferentes temperaturas.
1.4 Emulador de paneles fotovoltaicos
1.4.1 Introducción
El emulador de paneles fotovoltaicos permite simular el comportamiento de módulos
solares con niveles de sombreado distintos para cada módulo. Este dispositivo es sin
duda una herramienta muy útil, ya que facilita la realización de pruebas experimentales
de una forma sencilla y rápida para distintas condiciones que resultarían difíciles de
conseguir con las placas solares. Del mismo modo, podemos entrever el
comportamiento que tendrá el convertidor frente al panel solar.
Figura 1.4.1. Emulador de paneles solares.

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Este prototipo consta de cuatro módulos, cada uno de los cuales puede emular un panel
solar o sección de este. En el presente proyecto se harán pruebas con dos de ellos, que
conectados en serie simularán las dos secciones de 18 células del panel PV BP585.
1.4.2 Breve principio de funcionamiento de circuito de ajuste
El emulador de paneles podría definirse de una manera muy conceptual como una
fuente de corriente controlada por tensión. La corriente es controlada por el circuito de
ajuste de la figura 1.4.2. Asimismo, conectando una carga activa a la salida y haciéndola
trabajar como una fuente de tensión, una fuente de corriente, o una carga resistiva se
puede barrer la característica I-V de la curva emulada.
Figura 1.4.2. Circuito de ajuste de un módulo del emulador.
La tensión oV , correspondiente a la salida del circuito genérico del emulador, determina
el valor de la tensión de referencia REFI , la cual es proporcional a la corriente XI . Del
mismo modo, podemos deducir que XI es la diferencia entre las corrientes FI e DI .

18
Considerando que la corriente FI es un valor constante y la corriente DI es la que pasa a
través de los 6 diodos, la función ( )oX VfI = tomará la forma de la característica de los
diodos, con la corriente cambiada de signo. De este modo se consigue la curva I-V del
panel solar.
Figura 1.4.3. Obtención de la característica de la curva del panel solar.
1.4.2.1 Ajuste de la corriente de cortocircuito ISC
La parte del circuito encargada de permitir ajustar la corriente de cortocircuito SCI de la
curva I-V, podría modelarse como una fuente de corriente y corresponde a la figura
1.4.4.
Figura 1.4.4. Circuito de ajuste de la corriente Isc.
Analizando el circuito, teniendo en cuenta las expresiones que definen las diferentes
corrientes del transistor, tenemos que:
015 67 =⋅−−⋅−− RIVRIV BBEE (1.4.1)
( )
0,
1
>>
+
=⇒
⎭
⎬
⎫
+=
⋅=
β
β
B
I
I
III
II E
B
BCE
BC
(1.4.2)

19
Como se ha citado previamente DFX III −= . Esto significa que podemos establecer
una corriente de cortocircuito determinada modificando la corriente de colector del
transistor bipolar. A partir de las ecuaciones (1.4.1) y (1.4.2), se obtiene una expresión
de CI cuya variable independiente es una resistencia:
7
15
R
VV
I EB
C
−−
= (1.4.3)
De este modo, ajustando 7R podemos ajustar la corriente SCI . En realidad, 7R
corresponde a un resistor conectado en serie con un potenciómetro que puede ser
ajustado fácilmente por el usuario.
1.4.2.2 Ajuste de la tensión de circuito abierto VOC
Figura 1.4.5. Circuito de ajuste de la tensión Voc.
De un modo similar, podemos ajustar OCV . Analizando la parte de circuito general de
ajuste que ilustra la figura 5 tenemos que:
( ) ⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+⋅−=⇒−⋅=
+
⋅−⇒
⎪
⎭
⎪
⎬
⎫
+
⋅=
=+⋅−
5
4
54
4
54
4
16
6
R
R
VnVVVV
RR
R
VV
RR
R
VV
VVVV
BEDoBEDoo
oA
ABEDo
(1.4.4)
En este caso el usuario ajustará OCV a través de otro potenciómetro que corresponderá a
5R .

20
1.5 “Minimizing the effects of shadowing in a PV module by means of active
voltage sharing”
1.5.1 Introducción
Como se ha citado en el primer apartado de la memoria, el circuito convertidor que se
pretende implementar ha sido propuesto en el artículo “Minimizing the effects of
shadowing in a PV module by means of active voltage sharing”. En el presente capítulo
se pretende describir los aspectos más significativos del mismo, de los que no hemos
servido para desarrollar físicamente la idea conceptual del bypass activo.
Tanto la explicación teórica del artículo como los resultados obtenidos mediante
simulaciones con PSIM, han sido basados en la conexión de un convertidor MPPT a la
salida del circuito propuesto, obteniendo en algunos casos un 40 % más de potencia
extraída que si se empleasen los diodos de bypass comunes. En nuestro caso, no hemos
hecho uso de ningún circuito para el seguimiento del punto de máxima potencia, sino
que se ha conectando una batería directamente al sistema.
1.5.2 Problemática del uso del diodo de bypass en sistemas MPPT
Pese a que en la actualidad se siguen comercializando paneles sin diodos de bypass,
también es cierto que muchas soluciones coexisten para hacen frente a los problemas de
sombreado en los módulos fotovoltaicos. Este es el caso de los convertidores MPPT
(cd-ac y cc-cc) y los típicos diodos de bypass.
Figura 1.5.1. Módulo fotovoltaico con diodos de bypass conectado a un convertidor MPPT.
En la figura anterior se puede ver la configuración típica en la cual dos diodos dividen
un módulo fotovoltaico en dos secciones conectadas en serie a un convertidor MPPT
asociado al panel genérico. Si se produce un sombreado en la sección B2, el diodo de
bypass conectado en paralelo con el mismo se polarizará en directa y la tensión
decrecerá hasta tal punto que la sección afectada no generará potencia eléctrica.

21
Asimismo, el empleo de diodos de bypass comportará múltiples picos en la curva de
potencia P-V, por lo que puede confundir al controlador MPPT asociado al convertidor.
La figura 1.5.2 ilustra algunas curvas de potencia obtenidas con el módulo fotovoltaico
BP585, con diodos de bypass, para diferentes condiciones de radiación solar y
sombreado. Podemos comprobar que, efectivamente, salvo en las mismas condiciones
de radiación, en el resto de curvas obtenidas se producen diversos picos. Eso hecho
puede provocar que para estas curvas el controlador MPPT trabaje en un punto de
operación equivocado, y como consecuencia no se obtenga la máxima potencia
disponible en una de las secciones del módulo.
Este problema podría ser solucionado colocando en cada sección delimitada por los
diodos de bypass un microconvertidor. Sin embargo, comportaría un aumento de
complejidad y costes económicos que podrían llegar a ser realmente significativos.
Figura 1.5.2. Curvas de potencia usando diodos de bypass bajo distintas condiciones de sombreado.
1.5.3 Bypass activo
La solución propuesta para lograr sobreponernos a la problemática descrita en el
apartado anterior es la del bypass activo. En la siguiente figura puede verse su circuito
genérico.

22
Figura 1.5.3. Esquema del circuito del bypass activo.
Los parámetros u1 y u2 corresponden a las señales de control. En ningún caso estas
deben hacer que sus correspondientes transistores asociados conduzcan al mismo
tiempo, por lo que cuando uno de ellos esté en ON, el otro permanecerá en OFF.
Con este sistema sólo existirá un único punto máximo, lo cual permitirá que el
controlador MPPT sea capaz de rastrearlo sin ningún tipo de problema. En la siguiente
figura se muestran diferentes curvas de potencia para una radiación S1 = 0,94 S (sección
1) y S2 = 0,4 S (sección 2), empleando diodos de bypass comunes frente a la solución
propuesta. En este último caso, se ha simulado el circuito para diferentes valores de
“duty cycle”, que determinan el tiempo de conmutación de los transistores.
Figura 1.5.4. Curvas de potencia con bypass activo bajo diferentes condiciones de sombreado.
Bajo estas condiciones, la solución del diodo de bypass tiene dos puntos máximos de
potencia, el mayor de 39,84 W y 9,14 V. Por otro lado, con la solución del bypass
activo se tiene un único punto máximo para cada uno de los “duty cycles” estudiados,
siendo D = 0,5 una buena aproximación del más óptimo (D = 0,516, Ps = 55,67 W,

23
Vs = 17,71 V). Para un 50 % de “duty cycle”, el punto de máxima potencia MPP es de
55,30 W y 17,82 V. D = 0,5 define la misma condición de tensión para ambos módulos
fotovoltaicos, con un controlador MPPT externo que maximiza la extracción de la
potencia. De hecho, cada módulo PV está operando alrededor de un MPP individual.
La siguiente tabla muestra las ventajas de trabajar con el bypass activo, con un “duty
cycle” del 50 %, frente a los diodos de bypass, en términos de potencia y tensión
máximos.
Tabla 1.5.1. Comparación máxima de tensión y potencia: diodos de bypass frente al bypass activo
(D = 0,5).
Como se puede apreciar, el bypass activo extrae más potencia de los módulos PV. Del
mismo modo, también proporciona una tensión no dispersa en el punto de operación del
sistema externo MPPT.
Las condiciones de operación, definidas por D = 0,5, en las cuales proporciona una
potencia de extracción satisfactoria en unas condiciones no coincidentes de las
secciones, tal como muestra la tabla 1.5.1, pueden ser expresadas en los siguientes
términos:
2
21
sV
VV == (1.5.1)
1.5.4 Control
La estructura propuesta del bypass activo, mostrada en la figura 1.5.3, puede ser
controlada mediante diferentes vías y con diferentes tipos de control, tales como PWM,
modo deslizamiento, implementación digital o analógica, lazo abierto o cerrado, etc.
Con respecto al objetivo de control, en la figura 1.5.4 se puede advertir que puede ser
extraído un valor de potencia cercano al máximo si se consigue que las tensiones V1 y
V2 sean iguales para un “duty cycle” del 50 %, para unos determinados niveles de
sombreado e radiación.
Una manera sencilla para regular el sistema con D = 0,5, consiste en aplicar a los
interruptores una señal de control con un “duty cycle” del 50 %, generada a través de un
oscilador externo. Con este enfoque en lazo abierto (ninguna de las variables se
retroalimentan), podría originarse una respuesta transitoria lenta. Asimismo, si se
tuviesen en cuenta las pérdidas en el sistema, la regulación no podría llegar a ser lo
buena que se desearía.

24
Desde un enfoque en lazo cerrado, sí se considera la retroalimentación de las tensiones
del módulo fotovoltaico (tensiones en los condensadores). Un buen diseño del
controlador permitirá una mejor regulación y respuesta transitoria.
Un aspecto importante es que para una misma radiación en cada una de las secciones
del panel PV (S1 = S2), no se aprecia ninguna mejora del bypass activo frente al uso de
los diodos de bypass. Es por esa razón por lo que es conveniente desactivar el sistema y
evitar de este modo pérdidas de conmutación en los transistores. Si se detecta cuándo la
corriente media en el inductor es cercana a cero, se podrán precisar los momentos de
baja radiación, y por lo tanto la posibilidad de evitar pérdidas de conmutación que
repercutirían de manera negativa en la extracción final de potencia.
Figura 1.5.5. Estructura de control del bypass activo.
La figura anterior muestra un esquema típico de control de corriente. Básicamente
consiste en un lazo interno de corriente, un lazo externo de tensión, y un bloque de zona
muerta que desconecta el sistema cuando la corriente de referencia dada por el
regulador de tensión es pequeña. El control de corriente regula la corriente que pasa a
través del inductor mediante las señales de control u1 y u2 de los MOSFETs, las cuales
serán inhibidas por el bloque de zona muerta si la corriente de referencia del inductor
está comprendido entre los valores correspondientes a IΔ+ y IΔ− . De la misma
manera, estos límites deberán ser definidos teniendo presente ciertas consideraciones
que hacen referencia a la eficiencia.
1.5.5 Conclusiones
El artículo propone una estructura de bypass activo que permite extraer una mayor
potencia de un módulo PV compuesto por dos secciones, frente a la solución típica de
los diodos de bypass y bajo las mismas condiciones de sombreado y radiación.
Asimismo, el bypass activo está compuesto por una serie de elementos que, bajo unos
mismos niveles de radiación y sombreado en las dos secciones, prácticamente no
provocarán pérdidas puesto que el control de circuito quedará inhabilitado.
Otra de las ventajas de esta solución radica en que elimina los múltiples picos
producidos bajo unas condiciones distintas en las secciones del módulo, lo cual
comporta que el controlador MPPT podrá alcanzar el punto máximo para cualquier
condición de sombreado.

25
De la misma manera, consiguiendo que las tensiones V1 y V2 se igualen, se obtendrá un
“duty cycle” óptimo con el que se logrará extraer la máxima potencia disponible en uno
de los módulos (MPPT interno). Asimismo, con el empleo de un MPPT externo que
posibilite la tensión VS óptima se logrará que ambas secciones operen en sus
correspondientes MPPs.
1.6 Batería
1.6.1 Etapas de carga
En general, las etapas de carga de una batería suelen ser tres, tal y como muestra la
figura 1.6.1. Para describirlas se considerará una batería de 12 V.
Figura 1.6.1. Fases de carga de una batería.
En la primera fase (Fase Bulk), la batería acepta el máximo de corriente de carga
disponible. Esta fase finaliza entre un valor de tensión de 14,4 V y 14,6 V, cuando la
batería está cargada entre un 80 y un 90 %.
En la siguiente fase (Fase Absorción) la tensión se mantiene constante hasta que
progresivamente se va completando la carga. Asimismo, en esta fase la corriente va
disminuyendo.
En la fase posterior (Fase Flotación), la tensión disminuye hasta un valor cercano a
13,7 V, suficiente para compensar la autodescarga.
1.6.2 Batería seleccionada
La batería seleccionada para conectarla a la salida del convertidor es de plomo-ácido, de
12 V y 47 Ah. De esté modo será capaz de entregar 4,7 A durante 10 horas siempre que
su voltaje no baje de 10,5 V. Es importante destacar que no es recomendable cargar una
batería de coche con más de un 10 % de su capacidad en Ah.
En nuestro caso, pues, no superará los 4,7 A, valor inferior a la corriente de
cortocircuito del panel PV que debe soportar sin problemas el convertidor.

26
1.7 Convertidores CC-CC
1.7.1 Introducción
Los convertidores CC-CC son circuitos de potencia que convierten una tensión continua
en otro nivel de tensión continua y, en general, proporcionan una salida regulada.
Existen varios tipos, entre los que destacan el convertidor Buck y el convertidor Boost.
Para el siguiente análisis de estos, se tendrán en cuenta las siguientes consideraciones:
1. El circuito trabaja en régimen permanente.
2. La corriente del inductor es positiva (modo continuo).
3. El valor del condensador es muy grande y la tensión de salida es contante a
Vo.
4. El periodo de conmutación es T.
5. Todos los componentes son ideales.
1.7.2 Convertidor Buck
Este circuito actúa como reductor, de tal manera que la tensión de salida es menor que
la de entrada. Su esquema es el que ilustra la figura 1.7.1.
Figura 1.7.1. Esquema básico del convertidor Buck.
Como se considera que tanto el filtro paso bajo (L-C) como los elementos restantes que
componen el circuito son ideales, la tensión obtenida a la salida será la media de la
tensión de entrada del filtro. Cuando el interruptor está cerrado la entrada del filtro (Vd),
corresponderá a Vi, tal como muestra la figura 1.7.2. Igualmente, podemos apreciar que
el diodo se polariza en inversa.

27
Figura 1.7.2. Circuito cuando el interruptor está cerrado.
De la misma manera, cuando el interruptor se abre la tensión del filtro es nula, como
podemos ver en la siguiente figura. Para que esto ocurra, en ambos casos la corriente en
la bobina debe ser positiva y el diodo debe conducir. Asimismo, en la figura 1.7.3
vemos que el diodo se polariza en directa y deja de este modo que la corriente pase por
el inductor.
Figura 1.7.3. Circuito cuando el interruptor está abierto.
Figura 1.7.4. Tensión salida con interruptor conmutando periodicamente.
Si se considera que el interruptor conmuta de posición de forma periódica y su “duty
cycle” es D (figura 1.7.4), la tensión media de salida corresponderá a:
DVdttV
T
dttv
T
V i
DT
i
T
oO ⋅=== ∫∫ 00
)(
1
)(
1
(1.7.1)

28
1.7.3 Convertidor Boost
El convertidor Boost es un convertidor en el cual la tensión de salida es superior a la de
entrada. Al igual que en el caso anterior, este circuito funciona conmutando
periódicamente un interruptor electrónico.
Figura 1.7.5. Esquema básico del convertidor Boost.
Cuando el interruptor está cerrado (figura 1.7.6) tendremos que el diodo quedará
polarizado en inversa.
Figura 1.7.6. Circuito cuando el interruptor está abierto.
Si se analiza la malla en la que está la fuente tenemos que:
dt
dI
LVV L
iL ⋅== (1.7.2)
De este modo, la variación de la corriente que pasa a través de la bobina vendrá dada
por:
L
V
DT
I
t
I iLL
=
Δ
=
Δ
Δ
(1.7.3)
Finalmente, despejando LIΔ obtendremos:
( )
L
DTV
I i
cerradoL =Δ (1.7.4)

29
De la misma manera, cuando este interruptor se abra el diodo se polarizará en directa y
proporcionará un camino a la corriente del inductor, tal como muestra la figura 1.7.7.
Figura 1.7.7. Circuito cuando el interruptor está cerrado.
Analizando el circuito, tenemos:
dt
dI
LVVV L
oiL =−= (1.7.5)
L
VV
dt
dI oiL −
= (1.7.6)
La variación de la corriente del inductor será:
( )
( )( )
L
TDVV
I oi
abiertoL
−−
=Δ
1
(1.7.7)
En régimen permanente, la variación de la corriente es cero.
Figura 1.6.8. Corriente del inductor.
( ) ( ) 0=Δ+Δ abiertoLcerradoL II (1.7.8)
De la expresión anterior se puede obtener, finalmente:
D
V
V i
o
−
=
1
(1.7.9)

30
Finalmente, teniendo en cuenta las consideraciones para el análisis de los convertidores
Buck y Boost, su potencia de entrada será igual a la de su salida.
ooiioi IVIVPP === (1.7.10)
1.8 Control en modo deslizamiento
El control en modo deslizamiento es un tipo de control no lineal, y es un caso particular
de los sistemas de regulación con estructura variable. En este sistema, la ley de control
cambia durante el proceso de control a través de una serie de normas definidas que
dependen del estado del sistema. Su nombre es debido a que la conmutación entre dos
estados (acción de control) pretende conseguir que el sistema llegue a una línea de
conmutación y que luego deslice a través de ella.
Un control en modo deslizante comporta que un sistema determinado permanezca sobre
una superficie de conmutación (o deslizamiento) S(x) mediante una adecuada acción de
control. Un control en modo deslizante obliga al sistema a permanecer en la superficie
de deslizamiento. El sistema se posiciona en un punto de equilibrio, por lo que la
superficie de deslizamiento debe incluir dicho punto. Al producirse una conmutación, el
sistema es obligado a desplazarse hacia la línea de deslizamiento y cambiar de este
modo a la otra región, tal como podemos apreciar en la figura 1.8.1.
Figura 1.8.1. Control en modo deslizante.
En el presente proyecto, la superficie de conmutación es S(x) = iREF(t) – iL(t) = 0, siendo
iREF(t) la salida de un lazo de tensión de tipo proporcional-integral cuyo error es la
diferencia entre las tensiones de las dos secciones del panel. Al controlador, se le ha
añadido un polo adicional de alta frecuencia. Para limitar la frecuencia de conmutación,
se utiliza un comparador con histéresis, de forma que la señal de control lógica u(t) pasa
de “0” a “1” cuando S(x)>ΔH y pasa de “1” a “0” cuando S(x)<–ΔH (recordemos que
u(t) = u1 = !u2). Al utilizar interruptores bidireccionales se garantiza el modo de
conducción continua, en el que, al ser la histéresis simétrica, los valores medios en
equilibrio de la corriente del inductor y de su referencia son iguales.

31
1.9 Etapa de potencia
1.9.1 Introducción
Figura 1.9.1. Etapa de potencia.
La función de la etapa de potencia es la de suministrar las señales de disparo de los
interruptores, y de este modo lograr controlar el convertidor. Como se ha citado
previamente, el convertidor del presente proyecto es un Buck-Boost bidireccional en
corriente.
En la siguiente figura se muestra el esquema de la planta y sus conexiones con el driver
y el sensor de corriente utilizados.
Figura 1.9.2. Esquema del circuito de potencia.

32
En general, los elementos que componen el convertidor son los MOSFETs, el inductor,
los diodos de potencia, y la resistencia de sensado a través de la cual el dispositivo
AD8210 medirá la corriente del mismo y por lo tanto la del inductor. En realidad, el
sensor de corriente medirá la caída de tensión en bornes de esta resistencia, y se
obtendrá una tensión de referencia que será proporcional a la corriente que pasa a través
del inductor.
Dependiendo de si conduce uno u otro MOSFET, podemos distinguir un incremento o
decremento de la corriente IL que pasa a través del inductor.
MOSFET Q1: ON
Caso 1
MOSFET Q2: OFF
En este primer caso, el MOSFET de lado alto está en conducción. De este modo
tenemos que la parte del circuito que relaciona la tensión de inductor con la de los
condensadores queda como muestra la figura 1.9.3.
Figura 1.9.3. Circuito para Q1 = ON, y Q2 = OFF.
Teniendo en cuenta el sentido de la corriente del inductor mostrada en la figura anterior,
se puede deducir que:
dt
dI
LVV L
L == (1.9.1)
t
L
V
I
t
I
dt
dI
L
V
L
LL
Δ=Δ⇒
Δ
Δ
== (1.9.2)
De esta forma vemos que, durante el tiempo en el que el MOSFET de lado alto está en
conducción, el valor de la corriente que pasa a través de inductor es creciente, tal como
muestra la figura 1.9.4.

33
Figura 1.9.4. Función t
L
V
IL = con Q1 = ON.
MOSFET Q1: OFF
Caso 2
MOSFET Q2: ON
En la figura 1.9.5 podemos ver que en esta nueva situación, el circuito se cierra con el
condensador situado entre la entrada VC2 y masa.
Figura 1.9.5. Circuito para Q1 = OFF, y Q2 = ON.

34
De la figura anterior podemos deducir que:
dt
dI
LVVV L
L =−⇒−= (1.9.3)
t
L
V
I
t
I
dt
dI
L
V
L
LL
Δ−=Δ⇒
Δ
Δ
==− (1.9.4)
La corriente del inductor, por lo tanto, diminuye hasta alcanzar el umbral inferior.
Figura 1.9.6. Función t
L
V
IL −= para Q1 = OFF y Q2 = ON.
1.9.2 Configuraciones
Dependiendo del lugar donde se conecten la tensión de entrada y la carga de salida, el
convertidor implementado puede operar como Buck o como Boost. De hecho, así se
configuró en las pruebas experimentales iniciales llevadas a cabo para confirmar que
este funcionaba como debía.
1.9.2.1 Configuración Buck
La figura 1.9.7, mostrada más abajo, muestra las conexiones efectuadas para que el
circuito opere como reductor. La parte del circuito en rojo corresponde propiamente al
circuito Buck. Podemos apreciar que este incluye varios elementos que no contiene el
convertidor Buck típico, tales como el capacitor C2, encargado de estabilizar la tensión
de una de las secciones del módulo, y la resistencia de sensado R2, que debido a su
pequeño valor prácticamente no afecta a la tensión obtenida a la salida.
Igualmente, podemos ver que en este tipo de configuración, el MOSFET Q1 es el
dispositivo de conmutación. Por otra parte, el diodo D3 será el encargado de
proporcionar un camino a la corriente de la bobina cuando el MOSFET de lado alto no
conduzca.

35
Las señales ‘HG’ y ‘LG’, correspondientes al control de los MOSFETs, las genera el
driver 27222. Asimismo, para una mayor claridad en la descripción del circuito, en la
figura se ha omitido el dispositivo sensor de corriente AD8210, que está conectado en
los extremos del resistor R2.
Figura 1.9.7. Configuración Buck del circuito.
1.9.2.2 Configuración Boost
Figura 1.9.8. Configuración Boost del circuito.
En la figura anterior se visualiza la localización de la entrada y la salida del circuito para
que este opere como Boost. Asimismo, al igual que en el caso anterior, se puede ver que
existen varios elementos que no están el circuito típico de este convertidor: el capacitor
C1, encargado de fijar un valor de tensión más estable, el diodo D1 que evita que la
corriente de salida pueda fluir en sentido contrario, y el filtro conectado a la salida que
reduce las interferencias electromagnéticas.

36
1.9.3 Elementos principales
1.9.3.1 Condensadores de entrada y salida
La tensión de salida de las dos secciones que componen en módulo fotovoltaico es
continua pero presenta un rizado. Debido a esto, con tal de fijar un valor de tensión más
estable, se han colocado condensadores en paralelo a la entrada del convertidor.
De la misma manera, se han empleado condensadores de distintas características. Por un
lado, los condensadores cerámicos multicapa (MLCC) son los primeros que absorberán
parte de la corriente de rizado. Luego los condensadores electrolíticos acabarán de
filtrar la señal resultante.
Los condensadores de tipo cerámico no presentan valores muy altos (en nuestro caso
son de 10 µF), minimizan el ruido a frecuencias altas y presentan una resistencia en
serie ESR mínima. Asimismo, los condensadores seleccionados se escogieron con un
dieléctrico del tipo X5R, ya que estos muestran un mejor comportamiento en los rangos
de temperatura y tensión. Por otro lado, los capacitores electrolíticos admiten
capacidades más elevadas (en nuestro circuito presentan un valor de 220 µF) e
introducen una alta ESR, lo cual repercute en la pérdida de potencia. Es por esa razón
por la que previamente este rizado se suaviza con los condensadores cerámicos. Ambos
tipos de condensadores soportan una tensión de 25 V.
A la salida del convertidor se ha colocado un condensado de desacoplo de 1 μF, que
igualmente ayudará a mantener un nivel de tensión más estable.
1.9.3.2 Inductores
En primer lugar tenemos el inductor del convertidor. Este componente pasivo va
conectado en serie junto a la resistencia de sensado. Su valor es de 33µH y su diseño se
ha realizado mediante el software gratuito “Inductor Design de Magnetics”, una
empresa proveedora de componentes magnéticos para la industria electrónica,
especialmente de núcleos para aplicaciones tales como bobinas o filtros.
Este programa permite diseñar una bobina a partir del valor de unos parámetros de
entrada introducidos por el usuario. En este caso específico, estos parámetros se
muestran en la siguiente imagen.

37
Figura 1.9.9. Parámetros de entrada para el diseño del inductor del convertidor.
El resultado de los cálculos efectuados por el programa a partir de los parámetros dados
son:
Part Number: 77076-A7
Permeability: 60
Inductance Factor: 56 mH/1000 Turns
Core Area: 0,683 cm2
Path Length: 9,13 cm
Turns: 27
Wire Size: #18 AWG
DC Resistance: 0,021
Header P/N:
Wound Core Dimensions: 38,5 mm x 13,6 mm
Inductance (full load): 35,16 μH
Inductance (no load): 40,82 μH
Core Losses: 7,8 mW
Copper Losses: 566,9 mW
Total Losses: 574,8 mW
Temp. Rise: 9,3 ºC
El núcleo toroidal escogido es el Magnetics 77076-A7. Asimismo, los datos de diseño
especifican que se tienen que bobinar 27 vueltas con un cable cuya sección es de
0,823 mm2
(AWG 18). El valor de la inductancia del inductor se ha ajustado más si
cabe a lo requerido recortando la longitud del cable.
Para llevar a cabo un diseño final más cercano al deseado se han realizado diversas
medidas en bornes del inductor. Para efectuar esta tarea se ha hecho uso del analizador
de inductancia “1910” y la fuente de corriente “1320”, ambos de “QuadTech”.

38
Los parámetros promedio definitivos del inductor diseñado son:
LPLENA CARGA (5 A) = 33 µH ESR50 kHz = 86 mΩ
LVACÍO = 35,8 µH ESR50 kHz = 99 mΩ
ESRCONTINUA-50 kHz = 11,5 mΩ
Por otro lazo, también se han analizado los valores de los otros dos inductores
utilizados. De igual modo, sus parámetros se muestran a continuación:
Inductor 30 µH
LPLENA CARGA (5 A) = 30 µH ESR50 kHz = 354 mΩ
Inductor 11 µH
LPLENA CARGA (5 A) = 11,24 µH ESR50 kHz = 68,6 mΩ
1.9.3.3 Diodos
En el circuito podemos distinguir tres diodos. En primer lugar tenemos dos diodos de
potencia, cada uno de los cuales va conectado entre el drenador y el surtidor de su
correspondiente MOSFET. Estos dispositivos son necesarios puesto que, pese a que
cada MOSFET incorpora su propio diodo parásito, estos suelen ser lentos y pueden
causar problemas en el funcionamiento correcto del sistema. Los diodos de potencia
elegidos soportan con creces los valores de tensión y corriente requeridos.
Igualmente, a la salida del convertidor se ha conectado un diodo de bloqueo cuyo
cometido es el de impedir que la batería que se conecte a la salida no se descargue a
través del circuito.
1.9.3.4 Filtro de amortiguamiento
Este filtro está compuesto por un inductor en paralelo con una resistencia, ambos en
serie con otro inductor, tal como muestra la figura 1.9.10.
Figura 1.9.10. Filtro de amortiguamiento.
Su misión es la de filtrar el rizado de corriente en la salida y reducir las interferencias
electromagnéticas causadas por la conmutación.

39
Si se considera que únicamente hay conectada una fuente de tensión a la salida del
circuito y que sólo está el elemento L1 del filtro tendríamos el circuito de la figura
1.9.11, siendo el condensador C/2 uno de los que forman parte del filtro de entrada del
convertidor.
Figura 1.9.11. Circuito LC.
De este modo se tendrían dos polos en el eje imaginario, provocando que la red no fuese
asintóticamente estable. Este problema se supera incluyendo en el circuito el resistor
R1.
Asimismo, la función del inductor L2 es la de filtrar el ruido a alta frecuencia, ya que
sin esta el rizado hubiese pasado a través de la resistencia hacía la salida. Gracias a la
colocación de este inductor, el rizado de conmutación se filtrará a través del
condensador. El circuito de tercer orden resultante se ha ajustado para que la parte real
de sus polos esté situada en el semiplano izquierdo según una distribución de
Butterworth (s+ωn)·(s2
+ωns+ωn
2
).
1.9.3.5 MOSFETs
Los dispositivos escogidos como interruptores corresponden a transistores MOSFETs.
Estos se han elegido teniendo en cuenta una serie de parámetros. En primer lugar, que
su resistencia RDS(on), de la cual depende las pérdidas de conducción, sea pequeña. Del
mismo modo, deben soportar los niveles de corriente y tensión con las que trabajará en
el circuito.
Pese a que en un principio se seleccionaron otros, finalmente se optó por usar los del
modelo FQP90N10V2. Su RDS(on) es de 0,01 Ω, y soportan unos valores de tensión y
corriente superiores a los requeridos.
Un aspecto a señalar es que en cada uno de estos dispositivos se han conectado diversas
resistencias en varios de sus terminales. En primer lugar, se ha colocado una resistencia
en serie en la puerta de cada transistor. Su función es la de amortiguar las oscilaciones
producidas por efectos parásitos provocados por la capacidad puerta-drenador y la
inductancia del drenador. Estas oscilaciones ralentizan el disparo del transistor. Las
resistencias de puerta suelen tener un valor comprendido entre 1 y 25 Ω. En nuestro
caso, ambos resistores han sido elegidos con un valor de 10 Ω y controlarán la
velocidad de conmutación de los transistores.

40
Figura 1.9.12. Resistores conectados en los MOSFETs.
Igualmente, se ha colocado otra resistencia entre la puerta y el surtidor. Su cometido es
el de proporcionar un camino de descarga a la puerta durante el estado de apagado. Su
valor es superior al del caso anterior. En este caso se seleccionaron dos resistencias de
100 kΩ.
1.9.3.6 Circuito de alimentación
En el cátodo del diodo de bloqueo citado anteriormente se ha conectado el regulador de
tensión L7805 que proporcionará la tensión necesaria (5 V), para alimentar a los
diferentes dispositivos que forman parte de los bloques de potencia y de control que lo
requieran. Asimismo, gracias a este dispositivo se logrará proporcionar un valor de
masa virtual necesaria en algunos puntos específicos del circuito. Su esquema lo
muestra la figura 1.9.13.
Figura 1.9.13. Esquema del regulador L7805.

41
1.9.3.7 Driver
En la topología del convertidor empleado en el que la configuración reductora requiere
de un MOSFET de canal n, se necesita que el circuito de excitación del MOSFET sea
flotante con respecto a la masa del circuito. Del mismo modo, es preciso que un circuito
suministre la corriente necesaria a la compuesta de los transistores con tal de cargar las
capacidades de entrada de los MOSFETs y así asegurar que los mismos operen de una
manera adecuada. El circuito encargado de realizar tal propósito es el driver. En un
principio, el primer driver en el que se pensó fue en el dispositivo IR2110, ya que es un
driver de lado alto; sin embargo, este dispositivo requiere una alimentación superior a 5
V. Finalmente, el dispositivo escogido fue el LM27222.
El LM27222 es un driver de lado alto y bajo típicamente usado es convertidores de
topología reductora síncronos. Este dispositivo puede alimentarse entre un rango
comprendido entre 4 V y 7 V y su corriente máxima de salida es de 4,5 A. Otra de las
principales características que cabe destacar es que incorpora un circuito de protección
que impide que las señales LG y HG correspondientes a las salidas de lado bajo y lado
alto, respectivamente, conduzcan al mismo tiempo. De este modo se evitan posibles
problemas de solapamiento.
Figura 1.9.14. Aplicación típica del dispositivo LM27222.
En la figura 1.9.14 podemos ver una aplicación típica de este dispositivo. Los pines
“LEN” e “IN” corresponden a las señales de inhibición y control (salida de dispositivo
555) respectivamente. Para que alguno de los dos transistores pueda conmutar, es
necesario que la señal “LEN” esté a nivel alto. De hecho, siempre lo está a menos que
se desconecte a través del “jumper” soldado para este propósito.
Igualmente, para que el MOSFET de lado bajo se dispare también “LG” debe estar a
nivel alto. Por otro lado, para que el MOSFET de lado alto conmute necesita que las
señales de los pines “LEN”, “HG” e “IN” también permanezcan a ese nivel.

42
Para que el driver pueda generar las señales necesarias para lograr conmutar los
MOSFETs, es necesario un circuito adicional: el circuito de “bootstrap”. En la figura
anterior, podemos ver los elementos que lo componen. Básicamente está compuesto por
un diodo “Schottky” (D1), a través del cual el condensador C2 se carga prácticamente a
la tensión de alimentación. Este diodo tiene una caída de tensión baja y una alta
velocidad de conmutación, aspectos necesarios para lograr que la carga del condensador
sea lo suficientemente rápida.
El driver LM27222 tuvo que soldarse a un adaptador ya que es un SOIC de 8 pines.
1.9.3.8 Sensor de corriente
Para conocer el valor de la corriente que pasa a través del inductor se ha empleado un
sensor de corrente. Este dispositivo es el encargado de medir la caída de tensión del
resistor colocado en serie junto a la bobina, obteniendo a partir de ella una tensión
proporcional a la corriente del inductor. El sensor seleccionado es el circuito integrado
AD8210.
Figura 1.9.15. Esquema típico del dispositivo AD8210.
El AD8210 permite medir corriente de manera bidireccional y puede alimentarse con
una tensión de alimentación típica de 5 V. Una de las particularidades de este
dispositivo es que, aplicando una tensión de referencia externa del mismo valor a los
pines VREF1 y VREF2, produce una salida de “offset” con ese mismo valor cuando la
entrada diferencial es cero.
En la implementación práctica de este dispositivo, las tensiones VREF1 y VREF2 se han
alimentado a 2,5 V, y por lo tanto permitirán un “offset” de 2,5 V a la salida.

43
Igualmente, en la entrada del dispositivo se ha colocado un filtro (figura 1.9.16) que
asegurará el correcto comportamiento del sensor, evitando posibles ruidos. Este circuito
está situado en el adaptador del sensor (debido a que el encapsulado del dispositivo
AD8210 es del tipo SOIC de 8 pines, se tuvo que conectar y soldar previamente a un
adaptador).
.
Figura 1.9.16. Filtro colocado a la entrada del dispositivo AD8210.
1.10 Etapa de control
Figura 1.10.1. Esquema simplificado de la etapa de control.
La etapa de control es la encargada de generar los pulsos de disparo de los MOSFETs
partiendo de la comparación de las dos tensiones de entrada del convertidor de bypass.
Como ya se han comentado en apartados anteriores, el control aplicado es en modo
deslizamiento.

44
En este caso particular, un comparador por histéresis indicará cuando una tensión
alcanza unos determinados umbrales, los cuales serán proporcionales a un valor máximo
y mínimo de corriente, actuando en consecuencia sobre el “Set” y el “Reset” de un
biestable, que activará uno u otro MOSFET.
La etapa de control está formado por dos lazos: un lazo externo de tensión y un lazo
interno de corriente. En la siguiente figura se ilustra los bloques que los componen.
Figura 1.10.2. Lazo de corriente y lazo de tensión.
En primer lugar, un controlador PI comparará las dos tensiones de entrada del
convertidor y producirá una acción de control que reducirá la desviación de ambas
señales a cero. Seguidamente, la tensión de salida del sensor de corriente, la cual será
proporcional a la corriente del inductor con un factor de conversión de 1 V/A, será
restada a la salida del PI, obteniendo un error. Este último valor será invertido y
amplificado antes de llegar al comparador por histéresis, que implementará el control en
modo deslizamiento.
1.10.1 Circuito para la obtención de masa virtual
Existen distintas partes del circuito que necesitan una tensión de referencia de 2,5 V
(Vcc/2) que actúa como masa virtual de forma que las distintas etapas pueden analizarse
como si estuviesen alimentadas de forma bipolar entre +Vcc/2 y –Vcc/2.
Para la obtención de la misma se ha diseñado un circuito que consiste básicamente en
un divisor de tensión conectado a un seguidor de tensión, tal como se puede apreciar en
la siguiente figura:
Figura 1.10.3. Obtención de masa virtual.
La resistencia de 10 kΩ permite que la resistencia equivalente de Thevenin de las dos
entradas del operacional tenga el mismo valor y por lo tanto sean simétricas.

45
Del mismo modo, un potenciómetro colocado en serie junto a una de las resistencias
permitirá ajustar el valor de salida de amplificador operacional.
1.10.2 Lazo de tensión
El lazo de tensión se encarga de generar la señal de referencia de la corriente que pasa a
través del inductor.
Figura 1.10.4. Lazo de tensión.
Este lazo está compuesto básicamente por el controlador PI. Las entradas VC2 y VC12,
han sido reducidas en unos factores de 1/3 y 1/6, respectivamente, mediante dos
divisores de tensión. De esta manera se evita que amplificador operacional, que no
puede suministrar más de la tensión de su alimentación (5 V), se sature.
Los condensadores C2 y C9 se han colocado para filtrar ruido a alta frecuencia. Con
estos condensadores se ha agregado un polo adicional que atenuará en el lazo de control
la frecuencia de conmutación y sus harmónicos. De la misma manera, las resistencias de
entrada R3, R4 y R15 han sido dispuestas con esos valores para lograr que la ganancia
total de regulador PI sea la misma que la simulada inicialmente con PSIM).
Como se ha citado anteriormente, la salida corresponde a la acción de control del
regulador, que a su vez es la consigna de la intensidad del lazo de corriente. Del mismo
modo, a la salida podemos ver conectados 4 diodos referenciados a masa virtual. La
función de estos es la de limitar la tensión de salida del regulador PI. De este modo, si
en algún momento el PI no funcionase de forma correcta, estos diodos evitarían que el
amplificador operacional se saturase a las tensiones de alimentación, lejos de su zona de
trabajo lineal y, por lo tanto, le costase menos volver a su funcionamiento normal.

46
Considerando que C2 = C9, R2 = R16, C3 = C8, y que el valor de las resistencias
equivalentes de las dos entradas del amplificador operacional son iguales (Req1 =
Req2), la función de transferencia del PI vendrá dada por:
( )
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
+
⋅
+⋅
⋅
+
⋅⋅−=
2
1
32
2
2
32
1
Req1
1
)(2)(12)(0
RCR
C
sCs
CR
s
sVCsVCsV (1.10.1)
Considerando que el valor del condensador C2 es muy pequeño, podemos aproximar la
expresión de la siguiente manera:
( )
s
CR
s
R
sVCsVCsV 32
1
Req1
2
)(2)(12)(0
⋅
+
⋅⋅−= (1.10.2)
De donde extraemos:
Req1
2R
K p = (1.10.3)
32 CR ⋅=τ (1.10.4)
Siendo Kp y τ la ganancia de la acción proporcional y la constante integral
respectivamente.
Un aspecto a señalar es que en el proceso previo al artículo publicado y citado
previamente sobre el que se basa el montaje llevado a cabo en el presente proyecto, se
determinaron una serie de parámetros, correspondientes a los márgenes de estabilidad,
que posteriormente ayudaron a precisar los valores aproximados de los parámetros Kp y
KI=Kp/τ que debía tener el controlador PI. Estos parámetros hacen referencia al margen
de fase y a la frecuencia de cruce. A continuación se muestran las expresiones obtenidas
de K y τ para un margen de fase de 60º:
cϖ
τ
3
= (1.10.5)
3⋅⋅= cCK ω (1.10.6)
Siendo C uno de los condensadores de entrada del convertidor.

47
En al análisis en frecuencia de un sistema, el margen de fase es la cantidad de retardo de
fase adicional en la frecuencia de cruce que se requiere para llevar el sistema a la
frontera de la inestabilidad (fase). Por otro lado, la frecuencia de cruce es la frecuencia
en la cual la magnitud es 0 dB. El margen de fase que se determinó es de 60º (suficiente
para obtener un comportamiento satisfactorio) y la frecuencia de cruce de unos 3 kHz,
que supone un ancho de banda también idóneo para mantener las dos tensiones de
entrada iguales. Las constantes Kp y τ del controlador serán de aproximadamente 7 y
92 μs respectivamente si C=220 μF.
Para permitir el uso valores estándar de resistores y condensadores, los valores de Kp y
τ de la implementación final han sido de 6 y 100 μs, lo que, combinándolo con un valor
de C ligeramente mayor (260 μF) y un retardo de conmutación estimado de 200 ns,
supone disminuir ligeramente el margen de fase.
En la figura 1.10.5 se muestran las gráficas de la respuesta en frecuencia de la ganancia
de lazo obtenidas con PSIM.
Figura 1.10.5. Graficas de la respuesta en frecuencia de la ganancia de lazo.
1.10.3 Lazo de corriente
Para un análisis más conciso de esta parte del esquema de control, se describirán de
forma individual los principales bloques que lo conforman.

48
El lazo de corriente toma el valor de referencia del lazo de tensión y entrega las señales
de control a la etapa de potencia.
1.10.3.1 Circuito restador del lazo de corriente
En la siguiente figura se muestra el circuito en la que una de sus entradas corresponde a
la salida de regulador PI, IREF.
Figura 1.10.6. Circuito restador del lazo de corriente.
Es esta parte del lazo, a IREF se le resta el valor de salida del sensor de corriente, es
decir, a una tensión proporcional a la corriente real que pasa por el inductor, y se
multiplica después por una ganancia. Su función de transferencia es la siguiente:
( ) GNDLREFA VII
R
R
V +−⋅=
7
5
(1.10.6)
1.10.3.2 Circuito inversor del lazo de corriente
Figura 1.10.7. Circuito inversor del lazo de corriente.
En esta parte del circuito, la tensión de salida del restador se invierte con una ganancia
ajustable por el potenciómetro R14. Cambiando el valor de este elemento podrá
ajustarse la frecuencia de conmutación. Si se aumenta al valor del potenciómetro, la
ganancia de inversor disminuirá, y por tanto, la frecuencia de conmutación también lo
hará.

49
Debido a que en la entrada no inversora está conectada la masa virtual, la tensión de
salida VB vendrá determinada por la siguiente expresión:
( ) GNDAGNDB VVV
RR
R
V +−⋅
+
=
1413
18
(1.10.7)
1.10.3.3 Comparador con histéresis
Un comparador con histéresis es un circuito que presenta una estructura no lineal y su
salida únicamente acepta dos niveles de tensión: nivel alto, y nivel bajo. El comparador
con histéresis, por lo tanto, genera un pulso de disparo cuando en valor de tensión en su
entrada está situado entre unos umbrales específicos, los cuales están establecidos por la
ventana de histéresis.
El comparador de ventana (detector de ventana) detecta cuando una tensión de entrada
está comprendiente entre dos valores de tensión determinados. Este circuito puede
implementarse de una manera sencilla mediante dos tensiones de referencia que
establecerán el límite superior (VTH) e inferior (VTL). En la siguiente figura se muestra
un ejemplo básico de un comparador de ventana:
Figura 1.10.8. Ejemplo de un comparador de ventana.
En nuestro caso particular, el encargado de implementar el comparador por histéresis
será el dispositivo LM555. Este circuito integrado está constituido básicamente por dos
amplificadores, los cuales funcionan como comparadores, y un biestable R-S. La
siguiente figura ilustra el esquema interno simplificado del dispositivo conectando a la
etapa de control.

50
Figura 1.10.9. Comparador con histéresis del circuito a partir de un comparador de ventana
El comparador por histéresis del circuito presenta una alimentación unipolar, por lo que
tiene una única tensión de alimentación. La entrada VB, procedente del amplificador
inversor, se compara con unos valores umbrales de 2/3 Vcc y 1/3 Vcc. Si VB alcanza un
valor superior a 2/3 de la tensión de alimentación del circuito (5 V), se activará el
“Reset” del biestable, el control estará a nivel bajo y en consecuencia se disparará el
MOSFET de lado bajo. Por contra, si VB se hace más pequeño que 1/3 de Vcc, el
biestable cambiará al estado “Set” y se dispará el MOSFET de lado alto.
Asimismo, entre el pin de control y Vcc se ha conectado un resistor de 10 kΩ que
garantizará una tensión de salida de 5 V.

51
2 MEMORIA DE CÁLCULO

52
2.1 Buck y Boost
Para comprobar que el convertidor funcionase correctamente como Buck y como Boost,
se tuvieron que calcular previamente los valores teóricos de las tensiones y corrientes de
entrada y salida deseadas, así como los diferentes valores de carga resistiva. Estos
últimos vienen determinados en parte por el rango de valores de corriente del inductor
que se desea analizar (-5 A a 5 A).
En ambos casos, considerando las especificaciones de análisis descritas en el apartado
(1.6.1), tenemos que la potencia de entrada en ambos casos será igual a la de salida. De
la misma manera, consideraremos que el “duty cycle” será fijo y tendrá un valor de
D = 0,5.
2.1.1 Buck
Si se quiere obtener Vi = 16 V tendremos lo siguiente:
VVDVV io 85.016 =⋅=⋅= (2.1.1)
De la misma manera, si se pretende que el valor máximo de IL (Io) sea de 5 A,
AADII oi 5,25,05 =⋅=⋅= (2.1.2)
En este caso, la carga resistiva conectada a la salida vendrá dada por:
Ω=== 6,1
5
8
A
V
I
V
R
o
o
(2.1.3)
La siguiente tabla muestra los datos teóricos de las principales variables para distintos
valores de IL.
Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) D
16 0,5 8 1 8,00 8 0,5
16 1,0 8 2 4,00 16 0,5
16 1,5 8 3 2,67 24 0,5
16 2,0 8 4 2,00 32 0,5
16 2,5 8 5 1,60 40 0,5
Tabla 2.1.1. Valores teóricos Buck.

53
2.1.2 Boost
En las pruebas experimentales con el circuito operando como Boost, se ha considerado
una tensión de entrada Vi = 8 V. Igualmente, el valor máximo de Ii (-IL) será de 5 A.
Tenemos, por lo tanto, que:
V
V
D
V
V i
o 16
5,01
8
1
=
−
=
−
= (2.1.4)
( ) ( ) AADII io 5,25,0151 =−⋅=−⋅= (2.1.5)
Si el valor de la resistencia viene dado igualmente por lo expresión 2.1.3, podemos
obtener fácilmente la siguiente tabla de valores.
Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) 1-D
8 1 16 0,5 32,00 8 0,5
8 2 16 1,0 16,00 16 0,5
8 3 16 1,5 10,67 24 0,5
8 4 16 2,0 8,00 32 0,5
8 5 16 2,5 6,40 40 0,5
Tabla 2.1.2. Valores teóricos Boost.
2.2 Cálculo para el cable utilizado en el diseño de la bobina de 33 μH
Como se ha citado anteriormente, en el inductor diseñado se ha empleado el núcleo
toroidal de “Magnetics” 77076-A7. Del mismo modo, se deben bobinar 27 vueltas con
un cable cuya sección es de 0,823 mm2
(AWG 18). Debido a que en nuestro caso se va a
emplear un hilo de cobre esmaltado de 0,07 mm2
disponible en el laboratorio,
tendremos que:
cables
mm
cable
mmAWG 12
07,0
1
823,018 2
2
=⋅→ (2.2.1)
2.3 Cálculo del ajuste de la tensión de circuito abierto del emulador de módulos
PV
Inicialmente, cuando se pretendió ajustar la tensión de circuito abierto Voc del emulador
de paneles PV, la tensión mínima ajustable era superior a la deseada (8,5 V). Debido a
esa problemática, se tuvieron que hacer diversas modificaciones en la parte de circuito
encargada del ajuste de este parámetro.

54
Figura 2.3.1. Circuito de ajuste de Voc del emulador.
La figura anterior muestra el circuito que permite ajustar Voc. Considerando que la tanto
la caída de tensión de cada diodo como VBE es 0,6 V, si sustituimos valores en la
expresión (1.4.4) anteriormente definida, tenemos que:
( ) V
k
k
VVVo 1,17
1
7,4
16,06,06 =⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
Ω
Ω
+⋅−⋅= (2.3.1)
Como se puede apreciar, la tensión de salida mínima del módulo es muy superior a la
que se pretende alcanzar para llevar a cabo las pruebas experimentales previas a la
conexión del módulo PV. Si observamos la expresión anterior, para cambiar el valor
mínimo de Voc es necesario que la resistencia R4 sea menor de lo que es ahora. Para
lograrlo sin desconectar la propia R4, se ha colocado en paralelo con esta otro resistor.
De la misma manera, para determinar ese valor, se ha fijado un valor mínimo de salida
de 7,5 V, suficiente para la tensión en circuito abierto que se quiere establecer.
Figura 2.3.2. Resistencia equivalente.
Considerando que R corresponde a la resistencia equivalente de R4 en paralelo con la
resistencia nueva que se colocará para disminuir el valor del conjunto (figura 2.3.2), se
tiene que:
( ) V
k
R
VVV 1,17
1
16,06,065,7 =⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
Ω
+⋅−⋅= (2.3.2)

55
Si despejamos R, obtenemos:
Ω=Ω⋅⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
−
−⋅
= kk
VV
V
R 5,111
6,06,06
5,7
(2.3.3)
Finamente, R6 se hallará de la siguiente manera:
64
64
6//4
RR
RR
RRR
+
⋅
== (2.3.4)
Ω=
Ω−Ω
Ω⋅Ω
=
−
⋅
= k
kk
kk
RR
RR
R 2,2
5,17,4
5,17,4
4
4
6 (2.3.5)
2.4 Cálculo de parámetros a partir de diversas medidas en el convertidor
Al realizar los ensayos experimentales, algunas variables del circuito tales como la
corriente del inductor IL y la corriente de salida Io, han sido obtenidas a partir de otras
variables medidas. Las expresiones que nos han llevado a definirlas se han conseguido a
partir del estudio del sentido de las diferentes corrientes del circuito.
Figura 2.4.1. Sentido de las corrientes de circuito.
En la figura anterior se muestra el sentido de estas corrientes. En la entrada se aprecia el
circuito equivalente de las dos secciones del módulo fotovoltaico. Igualmente, podemos
advertir que a la salida se ha conectado una carga resistiva que irá variando entre
valores próximos a cortocircuito y circuito abierto. Asimismo, se han conectado dos
amperímetros para determinar los valores de IA e IC. Si prestamos atención al circuito
podemos determinar que:
CAL III −= (2.4.1)
De este modo, cuando las secciones del módulo tengan el mismo sombreado, IL será
prácticamente nula, y por lo tanto IA e IC tendrán el mismo valor.

56
Por otro lado, podemos determinar la corriente de salida a partir de dos expresiones, que
corresponden a:
2
L
Ao
I
II −= (2.4.2)
2
L
Bo
I
II += (2.4.3)
En realidad se compararan los resultados de ambas expresiones para verificar que el
valor de salida de la corriente sea correcto.
Los valores de las expresiones se calcularán para cada valor de carga resistiva aplicado.
Dichos valores se muestran en diferentes tablas de los resultados experimentales.
2.5 Cálculo de la salida del sensor de corriente
A partir de la expresión de VOUT del dispositivo AD8210 se ha determinado el valor de
la resistencia de sensado de nuestro circuito. De la misma manera, debido a las
tensiones externas aplicadas al sensor de corriente, se tuvo que sumar un valor de offset
a la salida. Asimismo, cuando se llevaron a cabo los ensayos experimentales con el lazo
de corriente cerrado, se calcularon una serie de valores de IREF para unos determinados
valores de la corriente del inductor.
Figura 2.5.1. Esquema simplificado del dispositivo AD8210.

57
La expresión de la tensión de salida dada por el fabricante del dispositivo es:
( ) 20⋅⋅= SHUNTSHUNTOUT RIV (2.5.1)
Teniendo en cuenta que ISHUNT ≈IL, RSHUNT = 10 mΩ, y que VREF1 y VREF2 se han
conectado a 2,5 V, la expresión final en este caso quedará de la siguiente forma:
VI
A
mV
VImIV LLREFOUT 5,22,05,22010 +⋅=+⋅⋅Ω== (2.5.2)
El rango de corrientes del inductor que nos interesa está comprendido entre -5 y 5 A. De
este modo, tenemos por ejemplo que para una IL de 0 A, IREF tendrá un valor teórico de:
VVA
A
mV
IREF 5,25,202,0 =+⋅⋅= (2.5.3)
Para comparar el valor teórico de IL para una determinada IREF con los resultados
experimentales, se ha creado una tabla con valores comprendidos en el rango descrito
anteriormente. Teniendo presente la expresión 2.5.4, se obtiene:
IL (A) IREF (V)
-5 1,5
-4 1,7
-3 1,9
-2 2,1
-1 2,3
0 2,5
1 2,7
2 2,9
3 3,1
4 3,3
5 3,5
Tabla 2.5.1. Valores teóricos de IL e IREF.

58
3 SIMULACIONES

59
3.1 Introducción
Una de las etapas que se no se pudieron obviar fue la de la simulación del circuito con
PSIM bajo diferentes situaciones, que posteriormente se confirmaron en mayor o menor
medida con las pruebas experimentales. Inicialmente, el circuito que se simuló fue
relativamente ideal, ya que en un principio lo que se buscaba era verificar que la idea
del bypass activo pudiese ser posible con la confirmación de algunos resultados
simulados.
Posteriormente, este circuito fue substituido por otro más próximo a lo que
posteriormente iba a implementarse. De este modo, por ejemplo, se sustituyó el bloque
del controlador proporcional-integral por un amplificador operacional y diversos
elementos pasivos; del mismo modo, se suprimieron los dos resistores iniciales
conectados en serie para la obtención del valor equitativo de tensión en cada sección del
módulo fotovoltaico.
A continuación van a mostrarse algunas de las señales obtenidas simulando el circuito
en lazo abierto y lazo cerrado. Estos resultados también han servido para contrastarlos
con los obtenidos más tarde en la fase experimental.
3.2 Lazo abierto
3.2.1 Buck
En primer lugar se han simulado en circuito abierto las señales de las tensiones de
entrada y salida del circuito funcionando como Buck. La señal de “Control” la
proporciona una fuente de tensión de onda cuadrada con un “duty cycle” de 0,5 y una
frecuencia de 55,7 kHz, obtenida a partir de varias simulaciones previas. De la misma
manera, la señal de inhibición está conectada a una fuente de tensión de un impulso, de
tal manera que el circuito comienza a funcionar a los 10 ms.
Figura 3.2.1. Circuito trabajando como Buck. Lazo abierto.

60
En la figura 3.2.2, se puede ver que, efectivamente, la tensión de entrada es el doble que
la de la de salida. De igual manera Vo logra hacerse constante a los 20 ms tras una serie
de oscilaciones iniciales surgidas a partir del instante de 10 ms.
Figura 3.2.2. Señales Vo y Vi del circuito operando como Buck.
3.2.2 Boost
Figura 3.2.3. Circuito trabajando como BoostLazo abierto.
En el Boost se puede apreciar igualmente que se obtiene lo esperado. En este caso, la
tensión de salida no llega a los 16 V debido a la caída de tensión del diodo conectado a
la salida. Asimismo, al igual que en el caso anterior, en la salida se puede ver que
inicialmente, cuando empiezan a conducir los MOSFETs, la señal se estabiliza pasados
unos 10 ms.

61
Figura 3.2.4. Señales Vo y Vi del circuito operando como Boost.
3.3 Lazo de corriente cerrado
En esta situación, se ha conectado el lazo de corriente a la planta. La señal IREF ha sido
proporcionada por una fuente de tensión cuyo valor se ha ido variando dependiendo de
si el circuito maniobraba como Buck o como Boost.
Figura 3.3.1. Circuito lazo de corriente.
3.3.1 Buck
En la figura 3.3.2 se ha simulado el circuito operando como Buck. La tensión IREF es de
3,3 V y la resistencia de carga Ro = 2 Ω. De este modo, se tiene que el valor medio de la
corriente que pasa por el inductor es de 4 A, tal como se esperaba.

62
Figura 3.3.2. Señales IREF e IL del circuito operando como Buck.
3.3.2 Boost
Figura 3.3.3. Señales IREF e IL del circuito operando como Boost.

63
En la figura anterior se visualizan las señales de IREF e IL para una carga resistiva
conectada a la salida de 8 Ω. Igualmente, la corriente medida que pasa a través del
inductor es de -4 A debido a que IREF = 1,7 V.
3.4 Lazo de tensión cerrado
En la siguiente figura podemos ver el circuito que regula la tensión de entrada.
Figura 3.4.1. Circuito lazo de tensión.
3.4.1 Buck
En la figura 3.4.2 podemos apreciar claramente que el controlador PI regula la tensión
sin ningún problema. Desde el inicio de la simulación, se cumple que 2212 VCVC ×= .
Figura 3.4.2. Señales VC12 y VC2 del circuito operando como Buck.

64
3.4.2 Boost
En este caso podemos apreciar en la figura 3.4.3 que el PI, a diferencia de la situación
anterior, logra regular correctamente pasados los 2 ms.
Figura 3.4.3. Señales VC12 y VC2 del circuito operando como Boost.

65
4 RESULTADOS EXPERIMENTALES

66
4.1 Introducción
Antes de conectar el convertidor al panel solar BP585, se ha determinado que sería
adecuado realizar diversas pruebas experimentales previas de forma exitosa. Este
proceso se ha realizado de forma escalonada, de modo que a medida que se han ido
logrando unos resultados en una parte del circuito se ha analizado otra más amplia que
contenía la anterior. Este método de trabajo ha permitido evitar una complejidad mayor
en cuanto a la búsqueda de la causa de unos hipotéticos resultados erróneos.
En primer lugar se han realizado pruebas con el sistema en lazo abierto para
cerciorarnos del buen funcionamiento de la planta y por consiguiente de los elementos
de potencia. Para ello se ha hecho trabajar al circuito en modo Buck y Boost, con
diferentes valores de carga teniendo muy presente los valores de tensión y corriente que
deberá soportar el circuito cuando se conecte al panel fotovoltaico.
Una vez comprobado el buen funcionamiento de la etapa de potencia se ha hecho lo
propio conectando el circuito de control y se ha verificado que los lazos de tensión y de
corriente actúan correctamente.
Seguidamente, se han efectuado ensayos con el emulador de paneles y cuando estos han
resultado ser satisfactorios, el convertidor de bypass se ha conectando a un panel PV. El
último ensayo ha consistido en cargar una batería con el circuito de bypass activo
conectado entre esta y el panel.
4.2 Convertidor Buck y convertidor Boost
En las pruebas experimentales iniciales llevadas a cabo para comprobar que el circuito
funcionase correctamente en lazo abierto y lazo cerrado, se ha incluido a la entrada del
convertidor unos diodos similares a los diodos de bypass conectados en cada una de las
secciones del módulo fotovoltaico. En la siguiente figura se muestra el circuito añadido.
Figura 4.2.1. Circuito de entrada con diodos de bypass.

67
Los diodos D1 y D2 se han colocado para evitar que la corriente fluya hacia la fuente de
alimentación. Asimismo, el resto de diodos que conforman el circuito corresponden a
un puente rectificador implementado por el dispositivo KBL405, de características
similares al puente rectificador incluido en el panel BP585 (FBI6D de FAGOR).
4.2.1 Sistema en lazo abierto
En este primer ensayo la placa de control no se ha conectado todavía, sino que la señal
de control la proporciona un generador de funciones. Esta señal será cuadrada, de una
amplitud de 5 V, un “duty cycle” del 50 %, y una frecuencia de 55,7 kHz.
4.2.1.1 Buck
La primera prueba que se ha llevado a cabo ha sido verificar que el convertidor de
bypass opera correctamente. Asimismo, que la corriente que pasa a través de la bobina
pueda alcanzar sin problemas los 5 A. En la siguiente figura se muestran las conexiones
efectuadas en el circuito con los diodos de bypass conectados a la entrada del
convertidor.
Figura 4.2.2. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Buck.
En la tabla 4.2.1 podemos ver cómo a medida que vamos disminuyendo el valor de
carga resistiva de la salida aumenta la corriente de entrada, y la caída de tensión del
diodo de protección situado a la entrada de circuito va incrementando. Asimismo,
podemos apreciar que la corriente de salida supera sin problemas los 5 A y se cumplen
de manera aproximada las relaciones propias del convertidor Buck, DVV io ⋅= e
DII oi ⋅= .

68
Vi' (V) Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz) D
16,47 16 0,5 7,7 0,98 7,80 7,50 55,7 0,5
16,57 16 1,0 7,54 1,93 3,91 14,6 55,7 0,5
16,71 16 1,5 7,24 3,00 2,35 21,6 55,7 0,5
16,77 16 2,0 7,16 3,91 1,83 28,0 55,7 0,5
16,91 16 2,5 6,98 5,00 1,35 33,7 55,7 0,5
16,97 16 3,0 6,81 5,89 1,16 40,2 55,7 0,5
Tabla 4.2.1. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Buck.
También podemos ver que a medida que se va disminuyendo la resistencia a la salida la
tensión de salida también lo hace, alejándose del valor teórico que le correspondería
(8 V). Estas variaciones son debido a las pérdidas en el circuito, mayores a medida que
la corriente que fluye a través del mismo circuito se hace más grande.
Figura 4.2.3. CH1:señal “HG”; CH2: señal “LG”, referenciadas a masa (Ii = 1A).
La figura 4.2.3 muestra la señal de las entradas de puerta de los dos MOSFETS, ambas
referenciadas a masa, para cuando la corriente Ii = 1 A. En el convertidor Buck, el
MOSFET que conmuta es el de lado alto. Se puede apreciar que cuando este MOSFET
está a nivel alto, el MOSFET Q2 permanece en OFF, y viceversa.
El driver 27222 permite aplicar una tensión VGS de 5 V a cada transistor. Podemos
advertir que la señal del canal CH2, correspondiente a la tensión de puerta del MOSFET
Q2, tiene una amplitud en conducción de 5 V. Por otro lado, la señal de puerta en el
CH1 es de aproximadamente 21 V, 5 V superior a la tensión de entrada. Esta tensión
hace posible que el MOSFET Q1 pueda dispararse.

69
Figura 4.2.4. MOSFETS y nodo “SW”.
En la figura 4.2.5 se visualiza la señal en la puerta del MOSFET Q1 y la del nodo
común de los dos transistores para una corriente de entrada Ii = 3 Α. En ella podemos
señalar que, al aumentar la corriente, se han producido oscilaciones visibles de
conmutación, minimizadas si cabe por la resistencia de 10 Ω colocada en serie con la
puerta del transistor. Asimismo, se aprecia la labor del circuito de “bootstrap”, que
proporciona los 5 V para que el MOSFET Q1 conmute. De este modo tenemos que para
el nivel alto del transistor, “HG” = “SW” + 5 V.
Figura 4.2.5. CH1:señal “HG”; CH2: señal “SW”, referenciadas a masa (Ii = 3A).

70
4.2.1.2 Boost
En este caso, el transistor del convertidor trabajando como Boost será el MOSFET Q2.
La figura 4.2.6 ilustra las conexiones de entrada del circuito con diodos de bypass.
Figura 4.2.6. Conexiones de entrada del circuito trabajando como Boost.
En la tabla 4.2.2 vemos que el circuito eleva, aunque la tensión de salida, como en el
caso anterior, se hace más pequeña a medida que Ro disminuye.
Vi' (V) Vi (V) Ii (A) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz) D
8,56 8 1 14,7 0,47 31,1 7,00 55,7 0,5
8,75 8 2 14,24 1,01 14,1 14,4 55,7 0,5
8,90 8 3 13,96 1,45 9,70 20,3 55,7 0,5
9,04 8 4 13,50 2,02 6,70 27,5 55,7 0,5
9,21 8 5 13,19 2,53 5,20 33,5 55,7 0,5
9,37 8 6 12,86 3,12 4,10 40,5 55,7 0,5
Tabla 4.2.2. Valores obtenidos del circuito en lazo abierto. Boost.
La corriente iI , que pasa a través del inductor del convertidor, supera sin problemas los
5 A.
La señal “LG” resultante es prácticamente la misma señal que la que muestra la figura
4.2.3, aunque con un pico visible de tensión producido por el aumento de la corriente de
entrada (Ii = 5 A). Sin embargo, surgieron problemas debido a los picos significativos
producidos en la conmutación del MOSFET Q1. Tanto es así que el driver LM27222
quedaba dañado constantemente. Eso fue debido a que estos picos de tensión eran
superiores a los que podía soportar el dispositivo controlador.
Para solucionarlo, se conectaron dos diodos zener cuya misión fue limitar la tensión
teniendo en cuenta las especificaciones máximas que puede soportar el driver. De este
modo, se colocó un zener (22 V) entre el pin “SW” y la salida del diodo Schottky del
circuito de “bootstrap”.

71
Del mismo modo, el otro zener (5 V) se empleó para limitar la tensión del pin “CB”
correspondiente a la tensión de “bootstrap”. Una vez hecho esto ese problema no volvió
a surgir.
En la figura 4.2.7 se visualizan las señales “HG” y “SW” resultantes una vez colocados
los zeners. Aunque los valores de pico son grandes, ya no superan los límites anteriores.
Figura 4.2.7. CH1:señal “HG”; CH2: señal “SW”, referenciadas a masa (Ii = 5 A).
4.2.2 Sistema con lazo de corriente cerrado
Una vez alcanzados unos resultados satisfactorios en los ensayos anteriores, el siguiente
paso es conectar el control a la planta. En este caso, primeramente cerraremos el lazo de
corriente de la placa de control. Para lograrlo, conectaremos la salida del sensor de
corriente AD8210 a la entrada inversora del restador del circuito de control. De igual
forma, aplicaremos a la salida del PI, que se ha desconectado para este ensayo, una
tensión proporcional a los valores de LI que nos interesa estudiar.
La figura 4.2.8 muestra las conexiones descritas en el esquema de control.
Figura 4.2.8. En el ensayo en el que se cierra el lazo de corriente, el PI queda desconectado

72
4.2.2.1 Buck
La tabla 4.2.3 ilustra los valores obtenidos. Como se puede apreciar, la relación
proporcional entre la tensión IREF e IL es satisfactoria, y por la tanto el dispositivo
AD8210 realiza una medida correcta de la corriente. IREF = 2,5 V se ha incluido en la
tabla para dejar constancia de que igualmente coincidía con una corriente IL nula.
IREF (V) IL = Io (A) Vi' (V) Vi (V) Vo (V) Ii (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz)
2,5 0 - 16 - - - - -
2,7 1 16,53 16 7,75 0,52 7,7 7,80 50,04
2,9 2 16,64 16 7,41 0,96 3,9 14,1 50,35
3,1 3 16,77 16 6,63 1,41 2,2 20,0 50,29
3,3 4 16,86 16 6,20 1,82 1,6 24,8 51,05
3,5 5 16,98 16 6,13 2,30 1,2 30,5 51,33
Tabla 4.2.3. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Buck
Las figuras 4.2.8 y 4.2.9 muestran las señales de salida del sensor y la corriente que
pasa a través de la bobina para 1 y 5 A. Podemos ver que, efectivamente, se cumple de
forma aproximada la relación prevista en el diseño VI
A
mV
I LREF 5,2200 +⋅⋅= .
Figura 4.2.8. CH1:señal IL sonda; CH2: señal IREF (Io= 1 A).
De mismo modo, a medida que el valor de IL aumenta se distingue con más claridad los
picos en la señal IREF en el momento en el que se produce la conmutación de los
MOSFETS.

73
Figura 4.2.9. CH1:señal IL sonda; CH2: señal IREF (Io= 5 A).
4.2.2.2 Boost
Al igual que en el caso anterior, los datos obtenidos de IL son proporcionales a su
respectivo valor de tensión IREF.
Tabla 4.2.4. Valores obtenidos del circuito con el lazo de corriente cerrado. Boost.
En las figuras 4.2.10 y 4.2.11 podemos ver una vez más que se cumple la
proporcionalidad descrita anteriormente entre IREF e IL.
IREF (V) IL =- Ii (A) Vi' (V) Vi (V) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W) F (kHz)
2,5 0 - 8 - - - - -
2,3 -1 8,62 8 13,76 0,50 27,6 7,00 41,19
2,1 -2 8,85 8 16,31 0,84 19,4 13,7 62,06
1,9 -3 9,06 8 15,67 1,28 12,3 20,0 62,56
1,7 -4 9,27 8 13,32 1,95 6,90 26,1 63,08
1,5 -5 9,43 8 12,65 2,46 5,10 31,2 -

74
Figura 4.2.10. CH1: señal IL sonda; CH2: señal IREF (Ii= -1 A).
Figura 4.2.11. CH1: señal IL sonda; CH2: señal IREF (Ii= -5 A).

75
4.2.3 Sistema con lazo de tensión cerrado
En este ensayo se ha cerrado el lazo de tensión, y por lo tanto el control queda
completamente conectado a la planta. Inicialmente esta prueba no resultó salir como se
esperaba, ya que el PI no regulaba correctamente las dos tensiones de entrada. Esto fue
debido a que el diodo zener del controlador no limitaba de forma correcta la tensión de
salida del mismo.
Cuando se hizo trabajar el circuito como Buck, la tensión VC12 sí era prácticamente el
doble que VC2; sin embargo, no se cumplía esa relación en el caso del Boost. Para
solucionarlo, se tuvo que sustituir el zener por una agrupación de diodos como se ilustra
en la figura 4.2.12.
Figura 4.2.12. Diodos que sustituyen al diodo zener, que no limitaba de forma correcta la tensión Iref.
4.2.3.1 Buck
En la tabla 4.2.5 se muestran los valores de las tensiones de entrada. Se puede ver que,
una vez solucionado el problema de la limitación de IREF, la tensión VC2 es
prácticamente la mitad que VC12, por lo que el lazo de tensión opera de forma correcta.
De la misma manera, también se aprecia un progresivo aumento del valor de IREF
respecto al ensayo anterior, cuando no trabaja el PI.
IREF (V) IL = Io (A) Vi' (V) Vi = VC12 (V) VC2 (V) Ii (A) Vo (V) Ro (Ω) Po (W)
2,726 1 16,50 16 7,95 0,53 7,80 7,80 7,80
2,945 2 16,60 16 7,94 1,05 7,68 3,84 15,4
3,161 3 16,70 16 7,93 1,58 7,53 2,52 22,5
3,377 4 16,81 16 7,92 2,12 7,39 1,86 29,5
3,598 5 16,88 16 7,90 2,69 7,23 1,46 36,0
Tabla 4.2.5. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Buck

76
La figura 4.2.13 ilustra la señal de las tensiones VC12 y VC2. En ella podemos ver que
en ambas señales aparece un pequeño rizado, que hubiese podido llegar a ser
problemático si se hubiese prescindido del filtro de condensadores colocados a la
entrada del convertidor.
Figura 4.2.13. CH1: señal VC12; CH2: señal VC2 (Io= 5 A).
4.2.3.2 Boost
En la tabla 4.2.6 se aprecia igualmente que se cumple la relación 2212 VCxVC = . A
diferencia del ensayo con el circuito trabajando como Buck, los valores de IREF han
disminuido ligeramente respecto al ensayo anterior operando como Boost.
IREF (V) IL = -Ii (A) Vi' (V) Vi = VC2 (V) VC12 (V) Vo (V) Io (A) Ro (Ω) Po (W)
2,290 -1 8,52 8 16,05 15,17 0,44 34,3 6,70
2,043 -2 8,69 8 16.00 14,91 0,96 15,5 14,2
1,840 -3 8,85 8 16,00 14,63 1,39 10,6 20,3
1,618 -4 9,00 8 15,96 14,54 1,84 7,90 26,9
1,404 -5 9,12 8 16,00 14,37 2,27 6,40 32,7
Tabla 4.2.6. Valores obtenidos del circuito con el lazo de tensión cerrado. Boost.

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