control-electronico-de-los-motores-de-corriente-continua

il
1
Control electrónico
de los motores
de corriente continua
R. Chauprade
C-0lección Ciencia Electrónica
GG

Editorial Gustavo Gili, S. A.
08029 Barcelona Rosellón, 87-89. Tel. 322 81 61
28006 Madrid Alcántara, 21. Tel. 401 17 02
1064 Buenos Aires Cochabamba, 154-158. Tel. 361 99 98
México, Naucalpan 53050 Valle de Bravo, 21 - Tels. 560 60 11 y 13
Bogotá Diagonal 45 N.0
16 B-11. Tel. 245 67 60
Santiago de Chile Vicuña Mackenna, 462, Tel. 222 45 67

•
Control electrónico
de tos motores
Robert Chauprade
Doctor de Universidad
Director Adjunto de Jeumont-Schneider
Prefacio de
Christian Devin
Doctor en Ciencias
Presidente Director General de Jeumont-Schneider
Colección Ciencia Electrónica
GG

Comité asesor de la colección
Eduard Ballester, lng. Industr.
Isabel Gallego, Ing. lndustr.
Antonj SudriA, Ing. lndustr.
Femando Virgós, lng. Industr.
Título original
Commande Electronique des moteurs ~ courant continu
Versión castellana de
Eduarc,1 Ballester Portillo, lng. lndustr.
Profesor de la Escuela Técnica Superior
de Ingenieros Industriales de Barcelona.
Jefe de Ingeniería de la Maquinista Terrestre y Marítima, S. A.
l.• edición 1983
2.• cdici6n 1986
Ninguna parle de esta publicación, incluido el diseño de la
cubierta, puede reproducirse, almacenarse o transmitirse de
ninguna forma. ni por ningún medio, sea éste eléctrico,
químico, mecánico, óptico. de grabación o de fotocopia sin la
previa autorización escrita por parte de la editorial.
Impreso en México - Printed in Mexico
ISBN: 84-252-1164-6
Impreso en:
Litoarte, S. de R.L.
Ferrocarril de Cuemavaca, 683
México, D.F.

Indice
Prefacio ...................................................................................... 9
Introducción ................................................................................ 11
l. Generalidades sobre las máquinas .................................................. 13
1.1 Introducción ..................................................................... 13
1.2 Funcionamiento de un conjunto motor-máquina arrastrada .......... 13
1.2.1 Par de una máquina. - 1.2.2 Característica mecánica de una
máquina. -1.2.3 Puntos de funcionamiento. - 1.2.4 Estabilidad. -
1.2.5 Arranque de un grupo.
1.3 Características mecánicas de las máquinas arrastradas................. 16
1.3.1 Funcionamiento a par constante. - 1.3.2 Funcionamiento a
potencia coóstante.
. 1.4 Características mecánicas de los motores de corriente continua ..... 19
1.4.1 Expresión general del par. - 1.4.2 Motor paralelo o con ex-
citación independiente. - 1.4.3 Motor serie.
1.5 Características mecánicas de los motores eléctricos .................... 22
1.6 Regulación de velocidad de un motor paralelo .......................... 23
1.7 Elección de un motor de velocidad variable .............................. 25
2. Generalidades sobre los semiconductores ......................................... 29
2.1 Introducción ..................................................................... 29
2.2 Tiristores.......................................................................... 31
2.2.1 Principio. - 2.2.2 Características estáticas. - 2.2.3 Ca-
racterísticas térmicas. - 2.2.4 Características dinámicas. -
2.2.5 Protección de los tiristores. - 2.2.6 Evolución de los tiris-
tores.
2.3 Características de los diodos ................................................. 52
2.4 Transistores de potencia ...................................................... 52
2.4.1 Parámetros importantes. - 2.4.2 Evolución de los transis-
tores.
3. Servosistemas ........................................................................... 62
3.1 Noción de transmitancia. Esquemas representativos................... 62
3.1.1 Definición. - 3.1.2 Transmitancia de los elementos usuales.
- 3.1.3 Esquemas funcionales. - 3.1.4 Fórmula fundamental de
los sistemas realimentados.
5

3.2 Estudio armónico de los sistemas ........................................... 66
3.2.1 Interés de este estudio. - 3.2.2 Diagrama de Bode. -
3.2.3 Estabilidad de los sistemas lineales.
3.3 Precisión de los sistemas realimentados ................................... 70
3.3.1 Fórmula general. -3.3.2 Sistema de clase O. -3.3.3 Sistema
de clase l. - 3.3.4 Sistema de clase 2. - 3.3.5 Tabla resumen y
conclusiones.
3.4 Noción de respuesta óptima ................................ .............. .... 74
3.4.1 Definición. - 3.4.2 Optimo cuantitativo.
4. Los convertidores alterna-continua ................................................ 78
6
4.1 Generalidades ................................................................... 78
4.2 Montajes monofásicos ......................................................... 82
4.2.1 Principio. - 4.2.2 Armónicos de tensión en el lado de conti-
nua. - 4.2.3 Conducción discontinua. - 4.2.4 Armónicos de co-
rriente en el lado de la red. - 4.2.5 Factor de potencia. -
4.2.6 Caídas de tensión. - 4.2.7 Conmutación. - 4.2.8 Caída de
tensión debida a la conmutación. - 4.2.9 Funcionamiento como
ondulador. - 4.2.10 Montaje monofásico semicontrolado. -
4.2.11 Armónicos en el lado de continua. - 4.2.12 Armónicos en
el lado de la red. - 4.2.13 Factor de potencia.
4.3 Montaje trifásico ................................................................ 93
4.3.1 Principio. - 4.3.2 Armónicos en el lado de continua. -
4.3.3 Incidencia en el lado de la red. - 4.3.4 Conmutación. -
4.3.5 Caída de tensión debida a la conmutación. - 4.3.6 Caída de
tensión en las resistencias del transformador. -4.3.7 Caída de ten-
sión directa. - 4.3.8 Tensión en carga del convertidor. Límites de
funcionamiento. - 4.3.9 Factor de potencia de la instalación. -
4.3.10 Montaje trifásico semicontrolado.
4.4 Los circuitos de control ........................................................ 106
4.4.1 Regulación de la posición de los impulsos de control. -
4.4.2 Duración de los impulsos de puerta. - 4.4.3 Distribución de
los impulsos y aislamiento galvánico. - 4.4.4 Funciones secunda-
rias de los circuitos de control. - 4.4.5 Tecnología de los circuitos
de control. - 4.4.6 Principales características de un ejemplo decir-
cuito de control.
4.5 La regulación ......................................... .......... ..... ............ 118
4.5.1 Funciones de un regulador. - 4.5.2 Principios de regulación.
- 4.5.3 Ejemplo de aplicación de la regulación en cascada a un
motor de corriente continua.
4.6 Evolución a los servosistemas numéricos de los accionamientos a
velocidad variable .............................................................. 129
4.6.1 Prestaciones. - 4.6.2 Tratamiento de las informaciones. -
4.6.3 Integración del variador de velocidad en la arquitectura de
los sistemas automatizados.
4.7 La regulación numérica de velocidad de un accionamiento con
motor de corriente continua .................................................. 133

4.7.1 El bucle numérico periférico. - 4.7.2 El bucle numérico di-
recto rápido. - 4.7.3 Esquema general. - 4.7.4 La medida de la
velocidad. - 4.7.5 Prestaciones de la regulación de velocidad.
4.8 Protecciones de los convertidores alterna-continua..................... 140
4.8.1 Fallos posibles. - 4.8.2 Medios de protección.
4.9 Red de alimentación .... .. .. .. .... ........................................... .. 148
4.10 Síntesis y criterio de elección de los esquemas básicos ................. 149
4.10.1 Convertidores monofásicos. - 4.10.2 Convertidores trifá-
sicos.
S. uos convertidores reversibles alterna-continua .................................. 153
5.1 Montajes llamados «con circulación de corriente» ...................... 154
5.2 Montajes llamados «con banda muerta» o «zona muerta» ............ 157
5.3 Montajes llamados «con lógica de inversión» ............................ 160
5.4 Algunas consideraciones sobre los principios descritos y las eleccio-
nes técnicas que resultan ................................... ................... 162
5.5 Problemas particulares a la alimentación de inductores ............... 163
6. Los convertidores con control asimétrico o decalado ........................... 166
6.1 Repaso de las características del puente de Graetz trifásico .......... 166
6.2 Controlsucesivo de dos puertas en serie ............................... ... 167
6.3 Control asimétrico de un puente de Gractz ............................... 169
6.4 Control asimétrico de un doble puente de Graetz. Solución pa-
ralela ............................................................................... 169
6.5 Incidencia del limite del defasaje en los montajes descritos tra-
bajando como ondulador ..................................................... l70
6.6 Convertidores alterna-continua con factor de potencia unitario ..... 171
7. Convertidores continua-continua o troceadores ... .. ..... ..... ... ............... 174
7.1 Principio .......................................................................... 174
7.2 Érccuencia de troceado ........................................................ 179
7.3 Los troceadores con transistores ............................................ 183
7.4 Los troceadores con tiristores ................................................ 185
7.5 Circuitos de control ......... ................................................... 190
7.6 Regulación ................ .. .. ... ......... ... .................................... 193
7.7 Protecciones ......................... ............................................ 193
7.8 Regulación de la excitación................................................... 193
8. Reversibilidad de los troceadores ................................................... 195
8.1 Frenado eléctrico ............................................................... 195
8.2 Esquemas de inversión del par ............................................... 198
8.3 Reversibilidad de la velocidad del motor ............ ...................... 201
9. Criterios de elección y aplicaciones ................................................. 203
9.1 Alimentación con corriente alterna monofásica ................. ... ..... 203
9.2 Alimentación con corriente alterna trifásica .............................. 203
9.3 Alimentación con corriente continua ...................................... 204
7

9.4 Alimentación policorriente ................................................... 204
9.5 Repercusión en la fuente de alimentación ................................ 205
9.6 Frenado y reversibilidad ...................................................... 205
Conclusión ................................................................................ 206
Bibliografía ............................................................................... 208
8

Prefacio
Desde la ap<;1rición de una publicación en la Physical Review de 1948 The
transistor: a semi-conductor-triode, se abrió el camino a una gran cantidad de apli-
caciones que han producido una metamorfosis en la electrónica y desarrollado una
industria que es una de las más científicas de las existentes hoy en día.
Esta industria, cuyo carácter principal es el de un mercado dinámico, está
íntimamente ligada al laboratorio; su modo de funcionamiento no se puede separar
de los sucesivos descubrimientos de las ciencias físicas, como la evolución tecnoló-
gica de los componentes. La economía contemporánea implica su expansión: el
incremento de ideas impone a los ingenieros electrónicos un ritmo y unas faculta-
des de adaptación considerables.
Y éste es precisamente el mérito de la obra de Robert Chauprade que, a través
de una exposición magistral de las características ligadas a sus componentes <le
base, analiza la particularidad, explica el funcionamiento y demuestra la validez
de las soluciones propuestas para los equipos de control electróµico a velocidad
variable: de esta forma , sin discontinuidad, asocia el estudio del laboratorio y la
aplicación industrial.
Los sistemas automáticos, mecánicos, hidráulicos, eléctricos presentan diver-
sas desventajas congénitas con relación a los sistemas electrónicos: la superioridad
de estos últimos sobre las otras formas mecanizadas de la información son conse-
cuencia del pequeño tiempo de respuesta de los circuitos electrónicos que superan
a todos los demás sistemas cuyas limitaciones físicas son rigurosas. Un buen relé
eléctrico es sensible a un tiempo de respuesta del orden 'de milésimas de segundo;
una buena red hidráulica puede responder en algunas centésimas de segundo. Sin
embargo, la electrónica es cien mil veces más rápida que el más rápido de los
sistemas anteriores.
A este campo de la información es aJ que se acude para generar las señales de
control que, inyectadas en la forma adecuada al circuito de electrónica de potencia,
impondrán los tiempos de éonducción o de bloqueo del semiconductor y realimen-
tarán de esta forma el conjunto del sistema: el capítulo dedicado a los semiconduc-
tores de potencia muestra la flexibilidad de su empleo, al mismo tiempo que las
Limitaciones que han de respetarse para proteger a las uniones.
Las aplicaciones industriales de la velocidad variable de los motores de co-
rriente continua son muy numerosas y cubren un campo muy amplio: en potencia ,
ya que se extienden de algunos kilovatios en las máquinas herramienta a varios
megavatios en las locomotoras de la red ferroviaria y los trenes de laminación; en
velocidad cuyo margen de variación puede ir de 1 a 20 000; en precisión, donde la
milésima en la zona qe velocidad ·nominal se puede alcanzar con facilidad.
9

El lector se verá gratamente sorprendido por la pluralidad de esquemas pro-
puestos según el caso de aplicación. Se expone con amplitud su demostración teóri-
ca, sin omitir ventajas e inconvenientes, poniendo de manifiesto el factor económi-
co; ¿no estará justamente aquí la prueba del éxito industrial que ha obtenido el
autor componiendo este libro, fruto de sus reflexiones, investigaciones, pero tam-
bién de su verdadera competencia? Una experiencia científica y técnica que Jo
coloca hoy en día entre los ingenieros electrónicos mejor cualificado para tratar de
electrónica de potencia y entre los más apreciados, también, por los servicios técni-
cos de los grandes usuarios franceses y de las industrias en Francia y en el mundo.
La electrónica. con todos sus automatismos y la extrema imbricación de los
circuitos que son capaces de suministrar soluciones óptimas a sistemas complejos
de conversión adaptada a los movimientos de vehículos, presentan una característi-
ca especial: necesita hombres que la exploten, técnicos que la adapten, investiga-
dores que la descubran. Robert Chauprade, por la calidad de sus análisis, el rigor
científico de sus trabajos, la riqueza de las soluciones propuestas, demuestra que
es uno de los que contribuyen magistralmente al desarrollo de la electrónica de
potencia.
10
C. Devin
Doctor en Ciencias
Presidente Director General de Jeumont-Schneider

Introducción
La industria, en el sentido más amplio de la palabra, y los transportes, cada
vez tienen más necesidad de sistemas de velocidad variable de forma continua,
dotados de flexibilidad y precisión. Evidentemente, todavía se utilizan las solucio-
nes mecánicas e hidráulicas, pero hoy en día las soluciones eléctricas, con mucho,
son las más apreciadas. Su éxito es fruto de las características incomparables que le
confiere la electrónica, tanto en el aspecto de la conversión de energía como en el
de la realimentación del sistema.
En la actualidad (y todavía por bastante tiempo), los motores de corriente
continua, que por naturaleza son máquinas de velocidad variable, son los más utili-
zados. Los motores de corriente alterna se introducen en sectores prohibidos a
los motores de corriente continua por razones de medio ambiente o limitaciones
mecánicas (velocidad) o incluso eléctricas (tensión), siendo por tanto comple-
mentarios.
Ciertamente, los principios del control electrónico de los motores de corriente
continua se conocen desde hace mucho tiempo, pero la industrialización a gran
escala se debió a los progresos extraordinarios conseguidos en la última década en
el campo de los semiconductores de potencia, de los componentes de pequeña
señal, de los circuitos integrados y más recientemente de los microprocesadores.
En esta obra destinada a contribuir a la formación de los ingenieros y técnicos,
en la escuela y en la industria, en los tres primeros capítulos hemos recordado, en
primer lugar, algunas nociones fundamentales sobre los motores de corriente conti-
nua, los semiconductores y la regulación. Seguidamente se han tratado las dos
técnicas de base utilizadas que son los convertidores alterna-continua y los trocea-
dores o convertidores continua-continua.
Referente al sistema, también se han abordado los aspectos de control y regu-
lación. Por último, convencidos de que la investigación sólo se puede aplicar a la
industria, se han indicado criterios de elección y campos de aplicación.
Según las aplicaciones, la potencia solicitada, la natur~leza de las fuentes de
alimentación y las prestaciones requeridas, los esquemas utilizados son diferentes.
Se demuestra cómo las condiciones de funcionamiento del sistema, la necesidad de
frenar o invertir el sentido de marcha de los motores y el respeto de las imposicio-
nes propias de la fuente, determinan el montaje a emplear.
Por último, debe recordarse que el éxito de los acontecimientos electrónicos
de velocidad variable proviene de las principales ventajas siguientes: economía de
energía, flexibilidad de.explotación, facilidad de automatización, mejores presta-
ciones, aumento de la duración de vida, mantenimiento reducido; en breve, un
coste de explotación más bajo.
11

Mi agradecimiento a M. Francis Milsant por haber aceptado la inclusión de
esta obra en su Colección y haber redactado el primer capítulo referente a las
máquinas.
Agradezco también a M. G. Ramond, director de la División Electrónica In-
dustrial, que ha sabido utilizar los medios necesarios para conseguir el éxito de
estas técnicas y que en todo momento nos ha ayudado en nuestra tarea mediante
sus acertados consejos.
Por último, agradezco a todos los ingenieros y técnicos que han contribuido en
el desarrollo de los accionamientos a velocidad variable en Jeumont-Schneider.
Al final de esta obra se cita una bibliografía, no exhaustiva, que cita las princi-
pales fuentes de información que se han utilizado.
R. Chauprade
12

1. Generalidades sobre las máquinas
1.1 Introducción
Un motor eléctrico está destinado a suministrar energía mecánica, por lo tanto
este motor está siempre acoplado a la máquina que arrastra.
La elección de un motor es de relativa facilidad cuando se trata de un acciona-
miento cuya velocidad permanece sensiblemente constante ya que en este caso
suele utilizarse un motor asíncrono de jaula o a veces un motor síncrono. La elec-
ción se hace más delicada si el motor ha de garantizar arranques frecuentes, regula-
ciones de velocidad y cosa habitual, el frenado de la carga que está arrastrando.
Estas condiciones se exigen en multitud de aplicaciones (control de máquinas he-
rramientas, elevadores, ...) con el fin de obtener la cadencia de fabricación lo más
rápida posible. En ciertos casos también puede recurrirse a los motores síncronos o
asíncronos alimentados a frecuencia variable con convertidores electrónicos,1
pero
existe cierta preferencia en utilizar motores de corriente continua.
Como explicaremos, cuando se dispone de una tensión continua fija , la regula-
ción de la velocidad de estos motores resulta dificil. Por eso nos vemos obligados a
alimentarlos con variadores de tensión que, en la actualidad, son dispositivos elec-
trónicos con tiristores o transistores según la potencia del motor.
Estos dispositivos se pueden clasificar en dos categorías:
a) Variaciones de velocidad que utilizan corriente alterna como fuente de
energía.
b) Variaciones de velocidad que utilizan corriente continua como fuente de
energía.
1.2 Funcionamiento de un conjunto motor-máquina
arrastrada
1.2.1 Par de una máquina
Consideremos un motor (eléctrico, gasolina, vapor, ...) que desarrolla una
potencia P (kilovatios) y que gira a la velocidad N (vueltas por segundo). Suponga-
mos qué máquina está provista de una polea de diámetro D (metros).
1. Remitimos al lector a la obra del mismo autor Control electrónico de los motores de corriente
alterna, Editorial Gustavo Gili, S.A., Barcelona, 1983.
13

El trabajo efectuado por el motor por segundo se puede considerar como el
trabajo de dos fuerzas F (newtons) aplicados en los dos extremos de un mismo
diámetro (fig. 1.1). Estas dos fuerzas dan lugar a un par.
Cm(mN) = F(N) D(m)
Escribamos que el trabajo efectuado por estas dos fuerzas en un segundo es
igual a la potencia desarrollada por el motor:
2F X 0.D X N = Pm
Se obtiene:
El momento del par Cm es independiente de la longitud D del brazo de palan-
ca de Ja polea por lo que a Cm se le llama: par motor.
Fig. 1.1
De la misma forma que se ha definido el par motor de un motor, se puede
definir el par resistente de una máquina arrastrada. Siendo P, la potencia mecánica
recibida por esta máquina, tenemos:
-Pr = CrO.
1.2.2 Característica mecánica de una máquina
El par motor (o resistente) de una máquina, en general, varía con la velocidad
de la misma. Se llama característica mecánica a la curva del par en función de la
velocidad, es decir:
Cm =f (N)
c, = et> (N)
para un motor
para una máquina arrastrada
Esta característica es muy importante ya que permite por un lado comparar
dos motores (o dos máquinas arrastradas) de tipos diferentes (motor eléctrico y
motor de gasolina, por ejemplo) y por otro determinar los puntos de funcionamien-
to de un conjunto motor y máquina arrastrada.
14

1.2.3 Puntos de funcionamiento
Propongárt)onos determinar el punto de funcionamiento de un grupo formado
por un motor y una máquina arrastrada.
Fig. 1.2
Basta con trazar sobre un mismo diagrama las características mecánicas de las
dos máquinas (fig. 1.2), el punto de intersección M da el punto de funcionamiento
del grupo por que en él se cumple:
e,,.= e,. -
Normalmente a este punto le corresponde el par nominal y la velocidad nomi-
nal del grupo. La corriente nominal que se indica en la placa de característica del
motor es la intensidad máxima que puede soportar este motor en un servicio conti-
nuo y sin calentamiento excesivo del mismo.
1.2.4 Estabilidad
Resulta interesante conocer las condiciones en que el funcionamiento de un
conjunto motor-máquina arrastrada es estable. Para ello consideremos de nuevo la
figura 1.2 y supongamos que por una causa externa (rozamiento de la mano sobre
el árbol) la velocidad del grupo decrece; entonces comprobamos que el par motor
se hace superior al par resistente. Así, a este efecto externo se opone una acción
interna que tiende a devolver al grupo a su velocidad inicial. Inversamente, si se
actuara aumentando la velocidad del grupo, el par resistente se haría superior al
par motor y la acción interna también tendería a oponerse al efecto externo. El
mismo razonamiento nos demuestra que el grupo de la figura 1.3 a es inestable. Se
puede traducir matemáticamente la condición de estabilidad escribiendo que la
pendiente de la característica C,,, - C, debe ser negativa, es decir:
!A(C-. - C,.)/AN < O!
15

Aplicando este resultado a un motor asíncrono que arrastra una máquina cuyo
par resistente es constante, comprobamos que hay dos puntos posibles de funciona-
miento M y M', pero que sólo el punto Mes estable. Así, podemos representar con
trazo continuo la zona estable de la característica (fig. 1.3 b).
e Cr... ~ {N)
e
Fig. J.3
e
_,,,' M
--
( b)
1.2.5 Arranque de un grupo
Para determinar el tiempo de arranque de un grupo hace falta conocer las
características mecánicas del motor y de la máquina que arrastra.
En efecto, tenemos
Cm - Cr = KdO./dt
siendo K el momento de inercia de la parte que gira, momento que podemos consi-
derar constante.
Como que la figura l/(C111 -C,) no es, en general fácil de integrar, se utiliza un
método gráfico creando intervalos para los que se pueda sustituir esta función por
su valor medio, es decir:
21t K
t1 - 10 - - -- - - (N1 - N0)
Cm - Cr
Si el tiempo de arranque es largo, puede obligar a aumentar las dimensiones del
motor para que su calentamiento no sobrepase el valor permitido.
1.3 Característica mecánica de las máquinas
arrastradas
La característica mecánica de una máquina arrastrada, muy a menudo, es
complicada. Por eso, cuando se controla un motor de accionamiento, siempre inte-
resa deducir experimentalmente esta característica y facilitarla al constructor del
motor. Sin embargo. a falta de esta característica experimental, por lo general se
trabaja con uno u otro de los dos modos de funcionamiento siguiente:
16

1.3.1 Funcionamiento a par constante
El par es independiente de la velocidad (fig. 1.4 a), mientras que la potencia
recibida (P =2:rc CN) es proporcional a la velocidad. Este funcionamiento que es
aplicable a la mayor parte de los mecanismos elevadores es rigurosamente realiza-
do en el caso de un torno con una carga suspendida de una cuerda que se arrolla
alrededor de un tambor de diámetro constante (C, = QD/2).
Cr p
(o)
o
N
Cr p
~(b) F-r
G)JN1 @))
o o Ne
Fig. l.4
1.3.2 Funcionamiento a potencia constante
Este segundo accionamiento, mucho menos frecuente que el anterior, trabaja
a potencia constante, así el par (C, = P/2:rcN = K/N) es inversamente proporcional
a la velocidad. Encontramos este caso en la acción de enrollar y desenrollar un
producto (chapa, papel, ...), siendo los dos tambores arrastrados por motores dife-
rentes cuyas velocidades se han de adaptar constantemente a los diámetros de estos
tambores. En efecto, por un lado el esfuerzo tangencial se ha de mantener constan-
te a lo largo de la operación (Fr = Ci/R1 = CifR2) con el fin de evitar la rotura del
producto, y por otro lado la longitud de producto que se desenrolla del tambor
alimentador ha de ser la misma que se arrolla en el tambor receptor (2:n: R1 N 1 =
2:n; R2 N2) y en consecuencia:
Normalmente, el producto se pone a la velocidad nominal con par constante y
la acción de enrollar y desenrollar se efectúa a potencia constante, la relación de
enrollado no sobrepasa de 3 en los sistemas clásicos, pero puede alcanzar valores
de 5 a 6 para ciertas regulaciones especiales. Se podría introducir en esta categoría
17

a Los tornos, ya que el esfuerzo tangencial de la herramienta debe permanecer
constante y la velocidad del eje se debe adoptar al diámetro de la pieza. Sin embar-
go, aquí, el arranque de la pieza se produce en vacío, la herramienta no ejerce
ninguna acción hasta que se ha alcanzado la velocidad prefijada.
Observaciones
1) Además de estos dos accionamientos fundamentales (Cr = K y C, = KIN)
para los que sabremos adaptar el motor adecuado, encontramos los otros dos pares
simples siguientes:
Cr = KN Y Cr = KN1 (fig. 1.5)
El primero concierne a máquinas que giran lentamente (máquinas de pulir, de
abrillantar tejidos, ...) cuyo rozamiento es proporcional a la velocidad, y el segun-
do concierne a máquinas que giran rápido (ventiladores, soplantes, ...) cuyo roza-
miento es proporcional al cuadrado de la velocidad. Como en los dos casos el par
de arranque es nulo, pueden asegurarse fácilmente estos accionamientos con moto-
res de par constante.
(2)
Fig. 1.5
2) La característica mecánica de una máquina cualquiera puede ponerse me-
diante la forma de un desarrollo en serie del tipo:
Cr = A + BN + CNI + ...
En primera aproximación pueden despreciarse algunos de estos términos, lo que
nos acercaría a alguno de los grupos ya definidos.
18

1.4 Características mecánicas de los motores
1.4.1 Expresión general del par
Razonemos sobre un motor con excitación independiente (fig. 1.6). Siendo Un
y v.. las tensiones continuas respectivamente aplicadas a la armad.ura (o inducido) y
a la excitación (o inductor), tenemos según la ley de Ohm:
U"' = E' + Risla,
E' (f.c.e.m. del motor) viene dada por la expresión:
E'= !!...nN ff>
a
2p: número total de los polos del inductor.
2a: número de vías del devanado inducido.
n: número de ladds activos.
: flujo útil por polo.
la.
Va.
Fig. 1.6
(1)
(2)
e
El flujo útil es producido por la corriente de excitación (le= V/Re); la carac-
terística correspondiente está formada por una parte recta para los valores peque-
ños de la corriente y luego por una parte curva para los valores más elevados de la
corriente. En este último caso decimos que la máquina está saturada.
Multipliquemos por/" los dos términos de la relación precedente (1), resulta:
Uis la = E' lis + Ra,/4 1
P0
= Va la y Pj = R0 !/ representan respectivamente la potencia absorbida por el
inducido y las pérdidas por efecto Joule correspondientes.
En consecuencia, la diferencia Pe = P0 - P¡ = E' /" es la potencia eléctrica
integramente transformada en potencia mecánica. Esta potencia que se llama po-
tencia electromagnética da lugar al par electromagnético, es decir:
P, E' la p n
Ce = 27t N = 27t N = K lis <l>, con K = 27t a
19

En realidad, el par útil (o par motor) que disponemos en el árbol del motor es
ligeramente inferior al par electromagnético. Tenemos:
Cm= Ce - C11
CP es un par de pérdidas que incluyen, por una parte las pérdidas en el hierro
(histéresis y corrientes de Foucault), y por otra las pérdidas mecánicas (rozamiento
y ventilación). En la práctica este par, que depende de la velocidad, resulta ser un
bajo porcentaje respecto del par electromagnético, de forma que podemos escribir:
!Cm ~ Ce = K la ! (3)
El par útil de un motor de corriente continua es proporcional a la corriente del
inducido y al flujo del inductor.
1.4.2 Motor paralelo o con excitación independiente
El inducido y el inductor de un motor paralelo están alimentados con la misma
tensión, en general con la tensión U inscrita en la placa de características; en el caso
de un motor con excitación independiente, se alimentan con dos fuentes diferentes.
Pero para los dos tipos, la tensión aplicada al devanado de excitación y por lo tanto
la corriente de excitación, son independientes de la carga del motor, en consecuen-
cia, sus propiedades son idénticas.
Para determinar la característica mecánica C,,, = f(N), interesa representar
previamente las dos características Cm =fi(/) y N =/z(/). Estas características se
denominan electromecánicas ya que establecen las relaciones entre una magn·itud
eléctrica y una magnitud mecánica. En el caso de un motor paralelo (fig. l.7 a),
resulta:
I = la + fe con le = U/R ,
Como la resistencia del inductor es siempre elevada, la corriente del inductor re-
presenta un porcentaje muy reducido respecto de la corriente de inducido por lo
que podemos escribir:
20
Como el flujo de excitación es constante, resulta:
pn
Cm = K la ~ K1 1, con K1 = -2
--
1t a
La característica Cm = fdl) es una recta que pasa por el origen.
Tomando las relaciones (1) y (2) se deduce:
p
U - Rala = E' = - nN = )..N<l>,
a
pn
con)..= -
a

J
de donde:
U- Ro l
N :::::: ,. <l> = ).'(U - Raf), con ).' = 1/).<J>
En la práctica la caída de tensión en el inducido (R0 J) es pequeña con relación
a la tensión aplicada U (alrededor de un 2 o 3 % ), por lo tanto llegamos a la
conclusión siguiente:
La característica N =fi(I) es una recta descendente de pendiente muy peque,1a.
Determinamos fácilmente la característica mecánica por eliminación gráfica
de la intensidad entre las dos características electromecánicas, o bien por cálculo.
En efecto, por cálculo obtendríamos:
U - N/).' K1 ( N )
I = Ra , Cns = K1 I = Ra U - y
La característica mecánica es una recta descendente casi paralela al eje de los
pares.
1.4.3 Motor serie
Las corrientes del inducido y de la excitación son, en este caso, idénticas (I =
/
0
= /,.) y suponiendo, para simplificar, que el circuito magnético no está saturado,
el flujo útil es proporcional a la corriente de excitación (<l> = 1,. tg e. fig. 1.6) y
obtenemos (fig. 1.7 b):
C,. = K<l>I. = K1 /1 con K1 = Ktg 9
La característica Cm =/1 ( /) es una parábola que pasa por el origen.
1
Ul.
o o
(a) n.
l
la
I o
( b) n
Fig. 1.7
21
.......~

Por otra parte, tomando las relaciones (1) y (2) y teniendo en cuenta la resis-
tencia del inductor que se añade a la resistencia del inducido, obtenemos:
o sea:
- !!.. nN<J> -
a
A1 N/
N _ U - (Ro + R,) I _ , U - (Ro + &) I
- A1l - A1 l
La característica N = fz (1) es la rama positiva decreciente de una hipérbola.
Por último, la eliminación de l entre estas dos características permite obtener
gráficamente la característica mecánica.
La velocidad de un motor serie disminuye muy rápidamente cuando el par au-
menta.
1.5 Características mecánicas de los motores
eléctricos
Mientras las características mecánicas de las máquinas arrastradas se reducen
a dos tipos fundamentales (el accionamiento a par constante y el accionamiento a
potencia constante), las características mecánicas de los motores eléctricos se redu-
cen, a su vez, a los tipos siguientes: por una parte la característica «paralelo» si la
velocidad del motor no varía con la carga, y por otra parte la característica «serie»
si la velocidad disminuye con la carga. Es así como el motor asíncrono que tiene
una característica mecánica complicada tiene una característica «paralelo» ya que
en su parte estable (fig. 1.3 b) su velocidad no varía con la carga. Resulta interesan-
te comparar las propiedades de los dos motores paralelo y serie de corriente conti-
nua para deducir las aplicaciones de las características «paralelo» y «serie» de un
motor cualquiera. Para ello, representemos en dos diagramas diferentes (fig. l.8)
las características Cm = /1 (!) y Cm = fz(N) de dos motores·paralelo y serie que
tienen los mismos valores nominales (potencia útil Pm intensidad absorbida lm
velocidad N,.). Como los dos motores tienen el mismo par nominal C,. = P,.!21tN,,,
los puntos de intersección de las curvas determinan el par nominal, la velocidad
nominal y la intensidad nominal de cada uno de ellos. ·
Supongamos que para un arranque a plena carga que requiera una fuerte ace-
leración (arranque de un vehículo, montacargas, ...) tengamos necesidad de un par
dos veces mayor que el par nominal; comprobamos que el motor serie lo suministra
con una corriente más pequeña que el motor paralelo. El motor serie, en estas
condiciones de sobrecarga, se calentará menos que el motor paralelo, pero en con-
trapartida su velocidad se reduce más que la del motor paralelo. Es lo que traduci-
mos vulgarmente diciendo:
El motor serie tira mejor que el motor paralelo, es capaz de realizar mejores
esfuerzos, adapta bien su velocidad al esfuerzo que se le pide.
El empleo del motor serie se impone, pues, para los accionamientos que pre-
sentan arranques frecuentes con un par elevado, así como variaciones bruscas de la
carga (tracción, equipos elevadores, ...).
22

Fig. 1.8
Sin embargo, cuando son inaceptables grandes variaciones de la velocidad,
con la carga se ha de utilizar un motor paralelo como sucede en la mayor parte de
las máquinas herramienta: tornos, cepilladoras, fresadoras,...
Observación
En la práctica, en el estudio que acabamos de hacer podemos introducir una
simplificación importante, porque en la mayoría de los accionamientos la máquina
arrastrada se considera trabajando a par constante, mientras que el motor eléctrico
debe tener una característica «paralelo».
1.6 Regulación de la velocidad de un motor paralelo
Propongámonos estudiar las diferentes posibilidades de variación de velocidad
de un motor paralelo de corriente continua que arrastra a una máquina cuyo par
resistente es constante.
Examinando la expresión general de la velocidad {N = -1- U - Ra I con
y <f)
").. = pn ), comprobamos que hay tres parámetros (R,,, <t>, U) que se pueden regu-
a
lar, lo que da las tres posibilidades siguientes:
a) Regulación reostática
Manteniendo la tensión y el flujo coñstante a su valor nominal, puede reducir-
se la velocidad aumentando la resistencia del inducido con un reostato Rh conecta-
do en serie con el mismo. Obtenemos las expresiones paramétricas siguientes:
C=K<l>I, N= _!_ U - (Ra + Rh)l con K = ...!!!!_ ).. = pn = 2rcK
).. 2rc a' a
para C = O, I = O, N = U/">.
U K U
para N = O, I = Ra + R11 ' C = Ra, + R11
23

De esta forma se obtiene un haz de rectas concurrentes (fig. 1.9 a). Este tipo
de regulación es malo tanto desde el punto de vista técnico como el económico. En
efecto, desde el punto de vista técnico, al ser las características concurrentes, éstas
se hacen cada vez más «serie», es decir, que con una resistencia insertada, la caída
de velocidad aumenta con la carga. Técnicamente una buena regulación ha de dar
lugar a un desplazamiento de las características paralelamente a la característica de
origen. Además, esta regulación es mala desde el punto de vista económico ya que
el consumo de energía en el reóstato es tanto más importante cuanto más elevada
sea la caída de velocidad solicitada. Así, encontramos que a la velocidad mitad de
la nominal se consume tanta energía en el reóstato como en el motor.
En la práctica este procedimiento de regulación sólo se utiliza en el arranque y
el frenado.
b) Regulación por el flujo
Es importante notar que, en el arranque un m9tor, ha de absorber siempre
una corriente importante de la red para permitirle llevar a la velocidad nominal
todas las masas que inicialmente están en reposo. En estas condiciones, en virtud
de la relación del par (C = K<Pl) interesará siempre aplicar el flujo máximo en el
arranque. Seguidamente, cuando se haya alcanzado la velocidad nominal, podrá
reducirse el flujo si en el circuito del inductor se ha procurado insertar un reóstato
de campo, reóstato que en el arranque estaba en cortocircuito.
Fig. 1.9
En estaS"condiciones se obtienen características que se desplazan paralelamen-
te a sí mismas (fig. 1.9 b). La regulación, pues, es buena desde el punto de vista
técnico, y también lo es desde el punto económico ya que al ser la potencia disipada
en el inductor muy pequeña con relación a la potencia absorbida, el rendimiento
del motor apenas se modificará. Sin embargo, se han de hacer las observaciones
siguientes:
1) Este procedimiento sólo permite aumentar la velocidad del motor con rela-
ción a su velocidad nominal,
2) Si el par resistente es constante (C111 = Kl<f> =Cte), cuando el llujo dismi-
nuye la intensidad aumentará y existirá el riesgo de que el motor se caliente. Por
todo ello, el motor ha de dimensionarse tomando en consideración lo indicado. Se
24
1
1
1

ha de destacar que este inconveniente no se presenta si el accionamiento es a po-
tencia constante, ya que en virtud de la regulación P = Uf= Cte. como la tensión
U es constante, la intensidad I se mantiene constante.
c) Regulación por la tensión
Se fija el flujo a su valor máximo poniendo el reóstato de campo en cortocir-
cuito para que la corriente absorbida sea mínima; así se obtiene la característica de
tensión máxima representado con trazo continuo (fig. 1.9 c).
Si ahora se aplican tensiones cada vez más pequeñas (U2 < U1 < UmaJ, se
obtiene una familia de características paralelas. Este modo de regulación, que per-
mite reducir la velocidad de un grupo motor-máquina arrastrada, es excelente por
un lado desde el punto de vista técnico ya que las características no se deforman
(mantienen la característica «paralelo»), y por otro lado desde el punto de vista
económico, ya que al no disiparse energía alguna en el reóstato, el rendimiento se
mantiene elevado en todas las velocidades.
Esta forma de regulación que necesita un variador de tensión desgraciadamen-
te es difícil de realizar. Durante muchos años se ha recurrido al convertidor Leo-
nard que está formado por dos máquinas rotativas (motor asíncrono y generatriz de
corriente continua), además de con una excitatriz. Este regulador de velocidad que
ha prestado un enorme servicio en la industria pesada es muy flexible, pero es
costoso. Hoy en día se le reemplaza por el convertidor electrónico.
1.7 Elección de un motor de velocidad variable
Tanto con el control Leonard como con el control electrónico, disponemos de
dos medios de regulación de la velocidad: variando la tensión en sus bornes y
variando la excitación. No es indiferente emplear uno u otro de estos dos procedi-
mientos; el más conveniente de los dos depende de la máquina que el motor ha de
arrastrar y, en el caso en que el campo de variación de velocidad exige el empleo de
los dos procedimientos, entonces se plantea la determinación del motor que debe
escogerse.
Recordemos la definición siguiente:
Llamamos velocidad nominal o de base de un motor a velocidad variable a la
velocidad que corresponde a la tensión máxima (también llamada tensión nominal
o de base) que puede soportar su inducido con el flujo máximo (también llamado
flujo nominal o de base) en el inductor.
Despreciando la caída de tensión en el inducido que sólo representa un bajo
porcentaje de la tensión aplicada (R0 I < U), la expresión simplificada resulta:
N" = Un(>.<1>,. .
Como no se puede aplicar sin riesgo una tensión superior a la tensión nominal
ni emplear un flujo superior al flujo nominal, resulta que con relación a la veloci-
dad de base:
La variación de la tensión sólo permite reducir la velocidad; la variación del
flujo sólo permite aumentarla.
25
•·I

En estas condiciones, busquemos el par máximo que puede suministrar un
motor paralelo a las diferentes velocidades que se le solicitan (fig. 1.10). Siendo su
potencia nominal y su velocidad nominal las indicadas en la placa de característi-
cas, se deduce fácilmente su par nominal escribiendo: C,, = P,,l21tNn- Como se ha
explicado, para todas las velocidades comprendidas entre cero y la velocidad nomi-
nal el flujo debe fijarse en su valor máximo. Como C,. = Kln<t>,,, resulta: C,, = K'lw
Así para un par resistente constante e igual al par nominal (Cr = C,.), la corriente
absorbida será también constante e igual a la corriente nominal (I = 1,,) y el calen-
tamiento del motor se mantendrá siempre igual al valor máximo admisible.
Por el contrario, para velocidades superiores a la velocidad nominal es la ten-
sión la que debe mantenerse constante (U= U,.). Como P,, = U,, 1,,, resulta P,, =
K 1,, de forma que el calentamiento del motor será el valor máximo admisible para
un accionamiento a potencia constante, es decir, C = K'IN. Con este segundo
procedimiento es más difícil reducir el flujo a menos de un tercio de su valor de
base, es decir, sobrepasar el triple de la velocidad nominal.
Fig. 1.10
Se pueden representar estos elementos en un gráfico (fig. 1.10) rayando las
zonas prohibidas. Llevando al diagrama de los pares la característica mecánica de
la máquina arrastrada, ésta no debe entrar en la zona prohibida. En el caso en que
entrara en esta zona nos veríamos obligados a escoger un motor de accionamiento
mayor que permitiera un funcionamiento sin calentamiento excesivo para las velo-
cidades más desfavorables.
Ejemplos
1) Determinar la potencia de un motor que ha de suministrar un par constante
de 18 mN entre las velocidades 240 rpm y 1500 rpm (accionamiento de un aparato
elevador).
Solución:
En este caso se impone la regulación por variación de tensión ya que la intensidad
absorbida se mantiene así constante. Como este procedimiento sólo permite disminuir la
velocidad a partir de la velocidad nominal, escogeremos un motor tal que Nn = 1500 rpm.
26

Como la potencia nominal se ha de suministrar a la mayor velocidad, la potencia nominal del
motor a controlar será pues:
1500
P,. = 18 X 6,28 X ~ = 2830
Deduciéndose las características nominales del motor a controlar:
Motor de 3 kW a 1500 rpm
2) Determinar las características mecánicas de un motor que ha de suministrar una
potencia constante de 4 kW entre 500 rpm y3 000 rpm (accionamiento del eje de un torno).
Solución:
Para trabajar a potencia constante, se ha de regular la velocidad variando el flujo, pero
este procedimiento permite triplicar como máximo la velocidad. Escogeremos pues un mo-
tor de velocidad nominal 3 000 : 3 = 1000 rpm y, para descender a 500 rpm emplearemos la
regulación por variación de la tensión. Ahora bien, el motor absorbería, a 500 rpm, 1000 :
500 = 2 veces su corriente nominal. Para soportar esta corriente, debe tener una potencia
nominal dos veces mayor, es decir, 4 x 2 = 8 kW. Deduciéndose las características nomina-
les del motor a controlar:
Motor de 8 kW a 1000 rpm
Observaciones
Cuando un accionamiento a velocidad variable incluye a la vez una regulación
de la tensión y del flujo el sistema es tal que la acción sobre el flujo sólo se hace
cuando se ha alcanzado la tensión nominal del inducido. Todo ello se realiza de una
forma automática, el operador sólo dispone de un mando único.
En resumen, para elegir un motor pueden hacerse las observaciones si-
guientes:
La corriente nominal está definida por el calentamiento del motor, mientras
que la corriente de sobrecarga se define por la capacidad de conmutación del
motor.
Para una aplicación dada, se ha de elegir un motor cuyas características se
adecuen a las de la carga, en rcgimen nominal y en sobrecarga.
Ha de tenerse en cuenta:
- el par a transmitir;
- el par de aceleración, calculado con la suma de los momentos de inercia
que se llevan en el árbol del motor;
- los armónicos que contiene la corriente, que producen un aumento de la
corriente eficaz del motor y por lo tanto obliga a sobredimensionar el motor para
obtener la misma potencia útil;
27

- los gradientes de corriente que pueden ser necesarios para obtener las
prestaciones específicas y que tienen una influencia sensible en la conmutación del
motor. El gradiente de corriente (di/dt) degrada la conmutación por que, cuando la
intensidad evoluciona rápidamente en el inducido, las corrientes de Foucault que
nacen en el circuito magnético de los polos auxiliares impiden que el flujo de estos
últimos evolucionen aJ mismo tiempo que la intensidad.
Se produce, por lo tanto, una imperfección en la compensación del flujo de
conmutación, ya que los polos auxiJjares dejan de compensar en las subidas de
corriente y compensan demasiado en las disminuciones.
La elección de la velocidad de base y de la tensión de alimentación depende
esencialmente de la potencia considerada: estas magnitudes están limitadas por
razones tecnológicas tales como la robustez mecánica o la conmutación del colec-
tor. Por otra parte, existe cierta normalización en este campo.
El sobrepar Um"xlln) varia según los casos. En general, encontramos un coefi-
ciente comprendido entre 1,5 y 3. Sin embargo, ciertos motores especiales (utiliza-
dos en los movimientos de avance de las máquinas herramienta por ejemplo) per-
miten una relación lmJI,, a la velocidad base. Según las aplicaciones, escogeremos
una excitación independiente (es el caso más general) o una excitación serie (moto-
res de tracción esencialmente).
28

2. Generalidades sobre los semiconductores
2.1 Introducción
Los componentes de base de los convertidores de potencia son los tiristores, a
los que, a veces, se asocian diodos. Se utilizan también en ciertos casos transistores
de potencias.
El diodo es un elemento bipolar que conduce cuando se aplica una tensión
positiva en su ánodo y no conduce cuando esta tensión es negativa (véase fig. 2.1).
El tiristor es un diodo controlado. En su característica inversa es equivalente a
un diodo; en su característica directa tiene una propiedad suplementaria que es que
tiene dos estados estables: puede ser conductor o no conductor (véase fig. 2.2).
Para hacerlo conductor, se ha de provocar el cebado con el electrodo de control
llamado puerta.
Se puede explicar el funcionamiento de un tiristor recurriendo al efecto tran-
sistor.
Id
i
*1••
Amperios
Id' Uinv.
1
1
K
M1lOfl'1P(ZíioS
ll
linv
Flg. 2.1. Símbolo y característica tensión-corriente de un diodo.
Vd
29

Estudio del fenómeno de avalancha en un transistor
El funcionamiento del tiristor está basado en el efecto de avalancha que resul-
ta de la ionización de los portadores de carga. Cuando los portadores atraviesan la
base de un transistor, se multiplican por un factor M, definido por la relación:
M = 1
1 -(~r
donde V es la tensión de colector, Vb la tensión de ruptura y n un factor que
depende de la estructura del transistor: n = 3 para un transistor PNP y= 6 para un
transistor NPN.
r
T Estado
n:>ccrd..cta
/
Vinv.~=M=1=l1crnpen:,s=~· ~:f~~~-::-::-=-=-=-:::== Ud i.r
1
Miiarrper10S
l
li
Flg. 2.2. Símbolo y caracterfstíca tensión-corriente de un tlristor.
Vemos que Mes función d~ la tensión del colector, es decir, del campo eléctri-
co en la zona de transición.
La introducción del factor M muestra que la corriente de saturación lc0 y I;
ganancia en corriente cx0 a baja tensión se convierte a tensiones elevadas en:
I'co - Mico
cx.'o - Mr.t.o
Consideremos un transistor con el emisor en circuito abierto.
En régimen normal, la corriente de colector es le = lc0-
Cuando la tensión aplicada al colector aumenta, la corriente fe se hace igu:
/'" = MI".
Si la tensión de colector V, aplicada es igual a Vb, la corriente fe se t
infinitamente grande (fig. 2.3).
30

La tensión máxima de la unión colector-base es en consecuencia igual a la
tensión de ruptura.
re
Flg. 2.3. le = f(V).
Ie=O1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
Consideremos ahora un transistor con la base en circuito abierto; para peque-
ñas tensiones de colector, la corriente <le colector es:
f eo
l o= - - -
1 - oto
Cuando la tensión aplicada V crece, la corriente le se hace igual a:
, I'eo Mico
I O
= 1 - ex'0 1 - M et.o
La corriente /'e se hace infinitamente grande cuando M =-1
- ; en estas coodi-
Q'.o
ciones, la tensión de avalancha V0 aplicable entre el colector y el emisor es igual a:
V,. = Vb (1 - a.0)1 /•
Esta relación muestra que la tensión de avalancha V0 es siempre inferior a la
tensión de ruptura Vb.
Para las tensiones superiores a V0 , decimos que el transistor está en régimen
de avalancha y su ganancia es superior a la unidad.
2.2 Tiristores
2.2.1 Principio
El tiristor está constituido por cuatro capas de silicio alternativamente del tipo
P y N que distinguiremos arbitrariamente (fig. 2.4):
capa de ánodo (a)
capa de bloqueo (b)
capa de control (c)
capa de cátodo (d)
31

El dispositivo puede aparentar una red de tres diodos D1, D2, D3 que repre-
sentan las tres uniones 11, 12, 13 • Las uniones 11 y 13 se llaman uniones emisoras;
12 es la unión colectora (fig. 2.5).
En el estudio cuantitativo del funcionamiento de un tiristor, es habitual si-
mularlo como dos transistores complementarios, un transistor PNP
y un transistor NPN.
Si adoptamos respectivamente los índices l y 2 para los transistores T1 (PNP) y
T2 (NPN) y llamamos I a la corriente de ánodo e le a la corriente de puerta,
considerando la figura 2.6 podremos escribir:
pero como:
resulta:
ig = lc1 + la = M1 a.1 / + l co1 + le
l o = ig + Íp M1«1/ + lco1 + la + ip
ip = M1 «.le + /coz
le = M1«1l + lco1 + lG + M,a.1lc + feos
le - la = M1rJ.1l + M,a.1(1 + lo)+ lco1 + lm
I = lco1 + leos + M1 «.la
1 - (M1 «1 + M,.a..)
Si se supone que los factores de multiplicación a 1 y a2 son iguales, resulta
M, = M2 = M; el fenómeno de avalancha se producirá para:
con
1
M = - - - -
«1 + rJ.1
Las características estáticas del tiristor polarizado en sentido directo tienen la
forma indicada en la figura 2.7,
a p
----- J1
b +N+ + +
~+~................ J2
e P Puer1o
Cátodo
Flg. 2.4. Esquema de un tiristor.
32

Flg. 2.5. Polaridad de las tres uniones.
K
Flg. 2.6. Esquema equivalente de un liristor.
I
Flg. 2.7. Caracterlsticas de un liristor.
A
1
G
33

La figura nos indica que la tensión de avalancha disminuye cuando la corriente
de puerta aumenta. Para cada característica, podemos distinguir cuatro zonas: la
zona 1 es una zona de alta impedancia; en esta zona, cx1 + cx2 es inferior a la unidad.
Si aumentamos la tensión aplicada, el coeficiente M crece de tal forma que M
(cx1 + cx2) = 1; entonces la unión '2 entra en régimen de avalancha. En la zona 2
tenemos: dV/dl = O. La zona 3 es aquella en la que las curvas presentan una pen-
diente negativa. La zona 4 es una zona de baja impedancia para la que se cumple M
(cx1 + cx2) < l. La corriente /, en esta última zona, es limitada por el circuito
exterior.
a) Estudio cualitativo del funcionamiento del tiristor
Con el ánodo polarizado positivamente con relación al cátodo, el tiristor se
mantendrá bloqueado mientras la unión 12 esté polarizada inversamente; alrededor
de esta unión se establecerá una zona desértica de portadores libres, y únicamente
circulará por el circuito de carga exterior la corriente de fugas.
El mantenimiento del estado de bloqueo del tiristor y su paso al estado de
conducción se sitúa solamente a nivel de la unión '2 y de la unión '3; en la figura 2.8
sólo se ha representado estas dos uniones: la zona AB corresponde a la barrera de
potencial cercana de 12.
D2.
D3
Flg. 2.8. Mecanismo de conducción de un tiristor.
Aplicando un impulso positivo entre la puerta yel cátodo, la unión '3,simboli-
zada por el diodo D3 , se encontrará polarizado en sentido directo y va a circular
siguiendo la flecha (a), una corriente en sentido directo, que ocasionará un despla
zamiento de agujeros. Como consecuencia de ello, se establecerá una corriente d
electrones de la capa de cátodo a la capa P de control.
Debido a la gran concentración de la capa de cátodo, los electrones, que se
muy numerosos, saturarán la capa de control, penetrarán en la barrera de potend
de 12 y causarán la aparición de una avalancha local dando lugar a una corrier
directa ánodo-cátodo. Esta avalancha local seguidamente se extenderá por tod2
superficie de la unión llevando al dispositivo al estado de conducción. Se ha
hacer notar que interesa que la superficie de la avalancha local sea lo más gra1
posible, de forma que el tiempo de cambio del estado se reduzca al máximo, co
fin de minimizar las pérdidas durante et'fenómeno. La superficie de avalancha 1
depende del valor de la corriente de control Icr: debe ser lo más grande pos
siempre que se respete los límites prescritos por el fabricante.
34

b) Estudio del bloqueo de un tiristor
Cuando un tiristor está en estado de conducción, sólo podrá recuperar el esta-
do de bloqueo cuando la corriente directa descienda por debajo de un cierto valor
111, llamado corriente de mantenimiento, en cuyo momento el fénómeno de avalan-
cha de la unión no se puede mantener.
Si se trata de una alimentación de corriente alterna, la inversión de la polari-
dad ánodo-cátodo conduce aJ fin de la conducción. En el caso de una alimentación
de corriente continua, esta condición se puede obtener utiJizando circuitos auxilia-
res tales como circuitos oscilantes, o descargando en sentido inverso condensado-
res conmutados en bornes del circuito.
La figura 2.9 da una representación simple del fenómeno del bloqueo.
Jt ----------· A
----------- B
J2-------
----------- A'J3 ______
----------- 8,
Flg. 2.9. Mecanismo de bloqueo de un tiristor.
K
AB,¡;:s':
Barroas
CR~
Debido a la inversión de polaridad de la tensión ánodo-cátodo, los electrones
que se desplazaban del cátodo al ánodo, invertirán bruscamente su recorrido dan-
do lugar a una corriente inversa.
Al estar todas las capas invadidas de portadores libres, se han de formar de
nuevo barreras de potencial que paren la conducción; estas barreras se situarán al
nivel de las uniones JI y 12, ya que 13 está polarizada en sentido directo.
Como la capa de ánodo no está fuertemente dopada, la barrera de potencial
de la unión 11 se formará bastante rápidamente: por ello, en un primer intervalo de
tiempo de t0 a t 1 (fig. 2.10), la corriente inversa decrece rápidamente, hasta que la
unión h se bloquea. Sin embargo, entre las dos uniones quedan aprisionadas un
cierto número de portadores libres y en su mayoría sólo pueden desaparecer por
difusión a través de las dos barreras de potencial, prolongándose el tiempo de
recuperación del estado de bloqueo.
c) Circuitos de bloqueo
Acabamos de ver que el bloqueo de un tiristor alimentado con corriente conti-
nua exige la presencia de un circuito auxiliar. Este circuito tiene dos funciones:
1) suministrar la energía necesaria para la intervención de la corriente en el
semiconductor;
35
...
1

2) suministrar una constante de tiempo tal que la reaplicación de la tensión no
se haga antes de un tiempo superior al tiempo de bloqueo del tiristor.
Gran número de circuitos permiten el bloqueo forzado, a título de ejemplo,
veremos algunos de ellos.
ft t
zCorrientes de fl..Ql
Flg. 2.10. Forma de la oorríente en el bloqueo.
R1
E
i,f jiz
f -=- !-=-
T hZE Th1
( a) (b)
1&1
t
lRt
hht
Vrn1
( C)
Flg. 2.11. Conmutación con capacidad en paralelo.
36

d) Conmutación con capacidad paralela
Consideremos (fig. 2.11) un conjunto de dos circuitos de carga Rl y R2: estos
circuitos están unidos por un borne común, sea al polo positivo (fig. 2.11 a), sea el
polo negativo (fig. 2.1 l b) de la fuente de alimentación de corriente continua. Los
bornes libres de los dos circuitos están unidos a dos tiristores Thl y Th2 que tienen
el cátodo común al polo negativo en el primer caso, o el ánodo común al polo
positivo en el segundo. Un condensador C1 une los dos bornes no comunes de los
dos tiristores.
Supongamos que por el tiristor Th1 circula una corriente i 1, y que el tiristor
Th2 está bloqueado: el condensador C 1 tenderá a cargarse a través del tiristor Thl
ydel circuito R2. con la polaridad indicada en la figura. Si se ceba el tiristor Th2, el
tiristor Thl se verá polarizado en sentido inverso, lo que provocará la anulación de
la corriente i 1•
La corriente i 1, se anula brucamente conmutando a Th2 y la corriente i2 tende-
rá a cargar de nuevo el condensador en sentido inverso por conducción a través de
RI. La tensión Vr,11 en bornes de Thl, después de hacerse bruscamente negativa
cuando se ha cebado Th2, tiende a hacerse positiva al cabo de un intervalo de
tiempo lq que ha de ser superior al tiempo de bloqueo del tiristor (fig. 2.11 e). Este
montaje tiene el inconveniente de provocar variaciones bruscas de corriente en los
semiconductores durante la conmutación; su funcionamiento mejora poniendo pe-
queñas inductancias al aire de pequeño valor (algunos µH), en serie con los tiris-
tores.
e) Estudio cuantitativo del problema
Supongamos que los circuitos (1) y (2) están formados por resistencias R1 y R2:
el tiempo tq durante el cual Th] está polarizado en sentido inverso, es función de la
constante de tiempo del circuito R1-C1-Th2. Como el valor de R1 viene impues-
to, t9
sólo es función de C1•
Cuando se cebe el tiristor Th2, por el condensador C1 circula una corriente le:
la variación de esta corriente está regida por las ecuaciones siguientes:
E l E
P = R1 l(p) + -C¡p- /(p}- P
2E l
l(p) = -R-. - - - . -
p + R1C1
= E- Ril(t) = E(t -2e- R/cJ
El tiempo t9
es igual al intervalo de tiempo que transcurre entre el instante en
que Th2 empieza a conducir y aquel en que la tensión VTJ,1 se hace positiva;
t, ;;i: 0,7 R1 C1
t
Como: Vn1 - O -+ e- R1C1 = O,S. De donde C1 -
t,I
1,4 · E
37

Cuando la carga es inductiva y lleva un diodo volante situado en sus bornes, la
carga del condensador se puede considerar que se hace a corriente constante I,
siendo esta corriente igual a la corriente por la resistencia. En estas condiciones, la
tensión en bornes del condensador sube linealmente y se puede calcular el valor de
la capacidad mínima necesaria para la conmutación:
2.2.2 Características estáticas
a) Tensión inversa y tensión directa antes del cebado
Las tensiones, directa e inversa, son prácticamente iguales para un tiristor
determinado. Los constructores de equipos con tiristores toman un margen de se-
guridad entre la tensión de trabajo y la tensión de definición; el coeficiente de
seguridad, en general, está comprendido entre 1,5 y 2, es función de la aplicación y
varia según los constructores.
Las corrientes de fuga «IR» e «10 » (tíristor bloqueado) son, en funcionamiento
normal, del orden de algunos míliamperios y aumentan con la temperatura y la
tensión aplicada. Esto debe comprobarse con los valores ga¡antizados por el cons-
tructor en la definición del semiconductor, valores que dependen del diámetro de
la unión y que, en las condiciones más desfavorables (tensión repetitiva de cresta y
temperatura de unión máxima) , pueden alcanzar 100 mA y más para diámetros
superiores a 50 mm.
Sabemos que sí «Ic0» se hace muy grande, la reacción provoca el cebado e «10 »
se convierte en «Ir», Por el contrario, sí «IR» se hace muy grande, puede provocar
la destrucción del tirístor.
Las corrientes de enganche (h) y de mantenimiento (IH) disminuyen con el
aumento de la temperatura. Observamos que la temperatura facilita el cebado y la
conducción; también, por encima de la temperatura límite de la unión (125 a 150º),
el semiconductor pierde sus propiedades de tirístor.
b) Caída de tensión «Vr» (fig. 2.12)
Durante la conducción, permanece una tensión residual en bornes del sem
conductor; está ligada a la corriente principal por la relación aproximada:
Su valor está comprendido entre 1 y 2 V, en la zona de la corriente nominal
utilización y aumenta muy rápidamente con las corrientes de sobrecarga. Las d
rendas máximas entre diferentes muestras de un mismo tipo no sobrepasan d{
10 o un 15 %. La caída de tensión disminuye ligeramente con la temperatur:
que el número de portadores aumenta en el último caso.
38

Para un diámetro de unión determinado, la caída de tensión «Vr» es tanto
mayor, para una corriente dada, cuanto mayores sean las tensiones de bloqueo que
se haya previsto que deba de soportar la unión. Un tiristor de baja tensión tiene
pues unas pérdidas más pequeñas que un tiristor de alta tensión y consecuentemen-
te un calibre de corriente más importante.
T 700
(1200 V) TA 20 atto tensó,
/ /
/ /
V/
b V
/
- /---
10 100 1K IOK
Conimtiz dr0:ta ~ O'IZStO ~pizrios) lT
V.000 V)
TA 20 baja tens,ón
(1200 V)
Flg. 2.12. Tensión máxima en estado de conducción en función de la corriente directa de cresta
[bnstores T 700 (0 = 33 mm) y TA 20 (0 = 68 mm)).
c) Corriente principal «Ir»
Se ha de especificar /0 Um~dia) o IF ((l~¡it-az), Para una onda de corriente senoi-
dal lF = 10 ; . A menudo con elementos de potencia se consiguen corrientes tri-
fásicas cuya forma de onda se aproxima a una onda rectangular. En este caso,
IF = 10 v'3. Naturalmente, con corrientes continua IF = 10 . Como veremos más
adelante, las corrientes directas sólo están limitadas por el calentamiento.
Nota: Para fijar ideas, llamaremos tiristores o diodos de pequeña potencia a
los dispositivos inferiores a 20 A medios, de «media potencia» a los dispositi-
vos comprendidos entre 20 y 100 A medios y por último de «potencia» a los disposi-
tivos superiores.
d) Características de puerta
La característica le =f(V0 ) difiere de la característica 1 =f(V) de un diodo
clásico, en que la caída directa es más elevada, tiene una corriente inversa más
importante y una dispersión mayor para un mismo cipo de semiconductor.
La impedancia de esta unión se modifica con la corriente de ánodo y sobre
todo con la variación de la corriente durante el cebado, pero es un fenómeno se-
cundario.
Las características mínimas para asegurar el cebado y máximas para no des-
truir la unión (puerta-cátodo), se llevan al gráfico de la figura 2.13.
39

En la región del plano (Ve, le) comprendida entre las curvas extremas de
dispersión, tanto en tensión como en corriente, se distinguen tres zonas:
1) zona de cebado imposible;
2) zona de cebado posible, pero no seguro;
3) zona de cebado seguro.
15
Flg. 2.13. Caracterfstícas de puerta (tiristor T 700).
3 4 Is
(Arrp0-05)
En el gráfico se representan tres hipérbolas de potencias máximas admisible
en la unión, y se interrumpen para los valores máximos de tensión y corriente. L
hipérbola más interna Peo da la potencia media admisible por la unión puert:
cátodo; la más externa PGM da la potencia máxima instantánea.
La hipérbola central PG't tiene en cuenta la relación cíclica T.IT (t expresa
duración del impulso y T su periodicidad).
T
Pe.. = P oo • - ~ PGM
T
Vemos que si se disminuye ,: es posible aumentar la potencia instantá
Vele, aun conservando PGO· Con todo ello, los límites pueden resumirse así:
V ~ VcM ; la ~ laM
Vala ~ PoM
La recta de carga del generador de control no deberá cortar la hipérbo
disipación PeM y deberá estar necesariamente situada en el área limitada p,
VeM, leM, PeT y el límite de las zonas 2 y 3 (fig. ·
40

2.2.3 Características térmicas
Una de las principales limitaciones es la temperatura máxima admisible en el
interior del cri:;tal que forma el semiconductor, es decir, la temperatura de la
unión.
Esta temperatura máxima es en general 125 ºC. Se establece en razón del
equilibrio entre la potencia disipada en el tiristor por el paso de la corriente y la
potencia evacuada al exterior por el dispositivo de refrigeración instalado alrede-
dor del semiconductor.
a) Pérdidas en un tiristor
En cada estado o cambio de estado, en el tiristor se generan pérdidas de origen
eléctrico. Estas pérdidas pueden resumirse en cinco tipos:
1) Pérdidas en el estado de bloqueo directo o inverso: son en general despre-
ciables.
2) Pérdidas en el cebado: también son despreciables en el caso de los converti-
dores de conmutación natural alimentados a 50 Hz. Por el contrario pueden ser
importantes en el caso de los convertidores de conmutación forzada. Son de la
fonna:
l L'''Pom = - u(t) i(t) dt
Ir u
La energía de conmutación por ciclo es:
W = fu.i.dt
Las pérdidas medias al cebado son entonces:
Pom.o = W.f.
Las pérdidas de potencia al cebado son proporcionales a la frecuencia y crecen
muy rápidamente con el dlldt.
3) Las pérdidas por conducción: son en general las más importantes.
Se pueden reducir fácilmente de la característica(~Vr, /7).
Las pérdidas instantáneas son iguales a:
p COff4, = Í!1 VT ' h·
Las pérdidas medias se obtienen integrando la expresión anterior:
41

Resulta, a priori, que para un mismo /0 , Pcond variará según la forma de onda
de la corriente, forma que modifica /F.
4) Pérdidas en el bloqueo: tienen un origen análogo a las pérdidas en el ceba-
do: sin embargo, son mucho más pequeñas. Sólo una parte de la energía se disipa
en calor, el resto se emplea para cargar las capacidades de las uniones. Las pérdi-
das en el bloqueo son función de la corriente principal, de su velocidad de creci-
miento, de la resistencia interna del tiristor y de la caída de tensión de la unión
central. Aquí también las pérdidas son proporcionales a la frecuencia.
5) Pérdidas de puerta. Son muy pequeñas: del orden de 2 a 3 W; para los
tiristores de potencia se las puede despreciar (< 1 %).
Las pérdidas totales son la suma de las pérdidas enumeradas.
PT = P cond. + Pam. + PtJtaam. + Pbtoc. + Pgach.
b) Tenzperatura de la unión
El valor de la temperatura de la unión 7~ resulta:
a) De las pérdidas en el tiristor.
b) De la temperatura ambiente T0 del medio de refrigeración.
c) Del coeficiente de conducción térmica, o de su inverso la resistencia térmi-
ca (Rt1,) de la unión hasta el medio de refrigeración. La resistencia térmica R,,. es la
suma de las resistencias térmicas parciales:
R1h = R1h(i.b.) + Rth(b.r.) + R1h(r.a.)
(j.b.) = unión-cápsula; (b.r.) = cápsula-radiador;
(r.a.) = radiador-ambiente.
En régimen permanente, o para variaciones lentas de la potencia la temper
tura media v.iene dada por la relación:
T10 = Ta + R11, · PTo
donde:
T10 = temperatura media de la unión
T,, = temperatura ambiente
Prn = potencia media disipada
El término «resistencia térmica» significa que la temperatura de la unión •
instantáneamente a la potencia disipada. De hecho, todo cuerpo tiene cierta
cia térmica, debida a su capacidad calorífica y la noción de resistencia té
se convierte en «impedancia térmica» (fig. 2.14). La expresión de la tempe,
resulta:
42

La impedancia térmica transitoria varía en función del tiempo. Esta caracterís-
tica permite sobrecargas breves importantes (fig. 2.15).
La temperatura instantánea de la unión es:
AT,(t) = A [ZeA(t) · P(t))
Contrariamente a otros componentes eléctricos (transformadores, motores,
etc.) los semiconductores tienen una inercia térmica pequeña. La temperatura ~.
por lo tanto, sigue rápidamente las variaciones de corriente, la profundidad de
modulación de 0 aumenta con el factor de forma l¡./111•
Flg. 2.14. Respuesta en temperatura a un escalón de potencia.
lS Escala T700 (33mm)
o (4:,sula de rosco
~ O,!O
12.
8 0,16 /"
-6
51
e O,IZ
§
·¡¡¡
g o.os
#,/
"'/
/ 'fA 1.D
/,,,,..---
~
/
'//
~
~ /
0.01 0,1 1 10 100
t,empo ,. 50].Jndos
ESCDla TA 20 (68 mm)
Cápsula de disco
o.ozo
º·º''
0,010
0,005
1000
Flg. 2.15. Impedancia térmica transitoria (liristores T 700 y TA 20)
2.2.4 Características dinámicas
a) Cebado
El paso de un tiristor del estado de bloqueo al estado conductor no se hace de
forma instantánea.
43

El tiempo de cebado por la puerta (t8,) es de algunos microsegundos, y se
descompone en dos tiempos: tiempo de retardo al crecimiento (td) y tiempo de
crecimiento (r,).
El tiempo de retardo depende principalmente de tres parámetros: la tensión
ánodo-cátodo, la temperatura (td disminuye si estas magnitudes aumentan) y la
corriente de puerta.
El tiempo de crecimiento tr depende esencialmente de la amplitud y el gra-
diente de la corriente de ánodo; aumenta con éstos. El tiempo de cebado es sufi-
cientemente corto (1,5 a 6 µs), como para no ofrecer dificultades, en aplicaciones
en baja y media frecuencia.
b) Bloqueo
Después de una onda de corriente directa, el tiristor no se recupera de forma
inmediata sus propiedades de bloqueo de la tensión directa. El tiempo de bloqueo
«tq» se descompone en dos tiempos: tiempo de recuperación inversa (tr, ), y tiempo
de recuperación de la puerta (tr.g.) como se indica en la figura 2.16.
+
VT
01=:::::::::::===t:::....-----l,,l.=:.=..===z
- VR
O:rnente de ánodo
'{!,I t1nstor
T+i-------...
o di/dt
tiempo de blocµzo
( tq)
t11Zmpo
r~ukldo paa determ1rar
et ...alor aítico
_,---- - lT
t>-'----'o
ll<ZITlPO
Flg. 2.16. Tensión y corriente de un t1ristor durante las dos fases de bloqueo (recuperación inversa y
recuperación de puerta).
- T;empo de recuperación inversa: cuando al tiristor se lo somete bruscamcn
te a la tensión inversa, los e lectrones de la corriente directa que se dirigían al ánod
son obligados a circular en sentido inverso; de igual manera los agujeros invierte
su movimiento:
- Tiempo de recuperación de la puerta: la unión de control contiene toda•
portadores y su desplazamiento es lento por dos razones:
1) Como las uniones ánodo y cátodo están sometidas a una tensión inve,
sólo dejan pasar una pequeña corriente de fuga.
2) Como la unión de control está sometida a una tensión directa, su car
eléctrico es muy débil. Sólo podrá bloquear de nuevo la tensión directa cuand<
44

'
portadores minoritarios hayan desaparecido: unos por recombinación, otros en la
unión de ánodo (agujeros) o de cátodo (electrones). El tiempo necesario es 1,.8.
Esto explica que el tiempo de bloqueo crece con la temperatura, con la ampli-
tud de la corriente directa y con su pendiente de bajada. Sólo se podrá definir si se
precisa la velocidad con que se establece la tensión directa (dvldt) reaplicada y su
amplitud.
El tiempo de bloqueo decrece, en un cierto límite, cuando aumenta la tensión
inversa. El tiempo de bloqueo es mayor que el tiempo de cebado; está comprendi-
do, según el tipo de tiristor y las condiciones de medida, entre 5 y 200 µs (alrede-
dor). Es un parámetro importante para los convertidores de conmutación forzada,
que resulta crítica en las aplicaciones de media frecuencia.
c) Variación demasiado rápida del ánodo dvldt
Una variación demasiado rápida del poteQcial del ánodo puede provocar el
cebado no controlado de un tiristor. La limitación de la dv/dt se efectúa con la
acción combinada de una inductancia de ánodo y de una red RC (serie), conectada
entre ánodo y cátodo.
Los tiristores actuales permiten valores de la dv/dc del orden de 500 a 1500
V/µs, lo que permite simplificar los circuitos de limitación de la dvldt.
d) Variación demasiado rápida de la corriente durante el cebado dildt
Cuando un tiristor se ceba, toda la unión no conduce instantáneamente y la
superficie de conducción está limitada a una zona alrededor de la puerta, aunque
esta zona se extiende rápidamente (0,1 mrn/µs). Si la corriente se establece con
demasiada rapidez, aparecen zonas con una fuerte densidad de corriente que man-
tienen una tensión ánodo-cátodo importante, lo que da lugar localmente a una
disipación de potencia excesiva y a temperaturas capaces de provocar microfusio-
nes en la unión; esto da lugar a un envejecimiento acelerado y, a mayor o menor
breve plazo, una destrucción total del tiristor. Naturalmente, podemos disminuir la
dildt añadiendo una inductancia, o retrasando el inicio de aparición de la corriente
con una inductancia saturable. .
El cebado se puede mejorar sobreexcitando la puerta.
Los tiristores modernos tienen una estructura de puertas mejor adaptada
(puerta ayudada, puerta interdigital, etc.) y pueden soportar d;/dt de varios cente-
nares de amperios por microsegundo.
2.2.5 Protección de los tiristores
La aptitud al buen funcionamiento de un equipo no sólo depende de la calidad
de los tiristores elegidos, sino también de las precauciones que se hayan tomado
para proteger a estos elementos contra las condiciones desfavorables a que serf
sometido ea el curso de la explotación. Es evidente que la definición correcta de lo
dispositivos de protección exige un conocimiento perfecto de las característica

límites de los semiconductores y de los fenómenos permanentes y transitorios a los
que están sometidos.
a) Sobretensiones
Son de dos tipos:
1) Sobretensiones procedentes de la alimentación o de la carga (fenómenos
atmosféricos, maniobras de la red, abertura de un transformador en vacío o de una
carga inductiva). Se suprime con redes RC o por limitaciones de sobretensiones de
efecto Zener. ·
El dimensionado de estos circuitos depende principalmente de las impedancias
de línea y de las energías puestas en juego en el momento del corte.
2) Sobretensiones de conmutación generadas por la energía de recuperación
en el momento del bloqueo. Un circuito RC (serie), en paralelo con el tiristor,
permite la circulación de la corriente inversa y evita así, en el momento del bloqueo
del semiconductor, sobretensiones importantes. Los valores de R y C son función
del tipo de tiristor utilizado. los valores de 0,5 µF y 25 Q se emplean corriente-
mente.
b) Puesta en serie
Para la repartición estática de la tensión entre dos o más tiristores conectados
en serie, basta con un divisor de tensión óhmico.
En régimen dinámico se han de distinguir los dos cambios de estado.
1) Cebado: La sobretensión aparece sobre el tiristor que tiene mayor tiemp
de retardo (td).
El tiempo de retardo «td» disminuye sensiblemente con la amplitud y la velo,
dad de crecimiento de fe,. Sin embargo, queda una pequeña dispersión de «td»
un tiristor a otro y la repartición de tensión se debe asegurar por la acción combi•
da de la RC, en paralelo con cada semiconductor, yde la inductancia en serie co•
«fila» de tiristores. La determinación de los elementos RLC se hace a partir d
ecuación diferencial:
2) Bloqueo. El tiempo de bloqueo es diferente de un tmstor a otro;
resultado, el último semiconductor bloqueado soporta toda la tensión a¡:-
Dimensionando adecuadamente las redes RC en paralelo con cada tiristor
rantiza que las tensiones se repartirán por igual. Se ha de tener en cuent:
carga de recuperación «Qrr» varía, de un tiristor a otro; la dispersión puec'
de 200 a 1000 microculombios para tiristores de gran potencia.
Una red RC no puede compensar esta dispersión, con el riesgo den
para otra función y en ocasiones se hará necesaria una clasificación por ,..
«Q,r>>.
46

c) Variación brusca del potencial del ánodo «dv/dt»
Los tiristores actuales soportan sin dificultad «dv/dt» de varios centenares de
voltios por microsegundo y resulta fácil obtener dispositivos garantizados para
1000 Vlµs (medidos a la temperatura de unión máxima con un dvldt aplicado lineal-
mente de Oa la tensión de definición). En este caso, las potencias L.R.C. definidas
por los parámetros precedentes son suficientes. En los otros casos (conmutación
forzada o utilización en media frecuencia) donde «tq» ha de ser pequeño (de 10 a
20 µs), deberán reconsiderarse las protecciones; se utilizan, entonces, inductancias
saturables, de ferrita por ejemplo, que ofrece un valor inductivo elevado en el
momento oportuno (dvldt = URIL), durante un breve tiempo y no provoca caída
de tensión notable durante la conducción del tiristor.
d) Sobreintensidades
Las sobreintensidades pueden aparecer como consecuencia de un cortocircui-
to del convertidor, o bien como consecuencia de un defecto de funcionamiento en
la carga, o de fallo de un componente. La rapidez de evolución de estas corrientes
puede ser muy elevada, lo que implica, teniendo en cuenta la capacidad moderada
de los tiristores a soportarlas, la necesidad de emplear protecciones ultrarrápidas
para limitar primero y luego cortar estas corrientes de defecto. Veremos las protec-
ciones secuenciales del equipo más adelante (disyuntor rápido, supresión de los
impulsos de puerta), pero veamos aquí la protección última: el fusible rápido (o
ultrarr.ipido) de alto poder de ruptura. El fusible debe proteger integralmente al
tiristor o tiristores en serie con él, debiéndose adaptar sus características de fusión
a las posibilidades del tiristor.
Para tiempos muy cortos, los fenómenos térmicos que se producen en la unión
del tiristor y en el fusible, son prácticamente adiabático. Si admitimos que la poten-
cia disipada es, en su mayor parte, de la forma ri2
, la energía que produce el calen-
tamiento de la unión tiene la forma:
Para un tipo de tiristor dado, se la caracteriza por:
1'jldt
que llamamos 12t máximo por fusión . Para los tiristores de potencia, el !2t varía
según el tamaño del tiristor entre 500 A2
s y 1 500 000 A 2
s. Para garantizar en todos
los casos una protección perfecta del tiristor, el fusible ha de ser tal que:
P.t (fusible) < Pt (tiristor)
La figura 2.17 muestra la forma de la corriente de fallo: en el instante ti, la
energía desarrollada es sufi<;_ientc: para fundir el fusible, cuyo conductor metálico es
reemplazado por un arco. La re.,nsión del arco crece rápidamente limitando así la
47
1

subida de la corriente de fallo que alcanza su valor máximo en el instante t2• En el
instante t3 , en el interior del fusible, el arco se apaga y la corriente de fallo se corta.
El intervalo de tiempo 11-to se llama «tiempo de fusión» o de prearco, el intervalo
trt1 «tiempo de arco» y t,-10 «tiempo total». Las energías disipadas son:
J:'1
i1dt = ¡r,1fusión , J'·(earc + '•re· i)i · dt = ¡r,¡ are
y evidentemente:
¡.r,¡ total fusible ¡11
1¡ fusión + IT1
tl are
e) Puesta en paralelo
La igualdad de las corrientes en varios tiristores en paralelo se garantiza:
1) seleccionando los tiristores según su caída de tensión directa,
2) utilizando inductancias, acopladas o no.
Recordemos que las precauciones que deben tomarse al nivel del control son
las mismas que en el caso de la puerta en serie.
i
/--,, Cunmte Ol o1ZSlo que.
/ ' te:rkxlmmlll. ~ olcxnzaío
/ sin fus,blll
/
''' --------1-
(qrj(ll")!z drl Cl'Q!SIO olo::mzaoo
tempo
Flg. 2.17. Forma de la corriente en caso de fallo.
f) Variación rápida de la corriente del cínodo «dildt»
Afecta sobre todo a los convertidores de conmutación forzada. En los conver-
tidores unidos directamente a una red, las conmutaciones son casi siempre lentas,
de forma que la corriente se establece en toda la unión produciéndose una densi-
dad de pérdidas por unidad de superficie que sólo sobrepasa ligeramente el valor
en régimen permanente.
En aquellas ,aplicaciones en que la dildt es del mismo orden de magnitud que la
dildt admisible por el tiristor (o superior a este valor) se coloca en serie con él una
inductancia saturada (ferrita por ejemplo).
Desde el punto de vista de la corriente, esta inductancia se comporta como
una red de retardo. La figura 2.18 muestra la acción de la inductancia saturable
48

Flg. 2.18. Acción de la inductancia saturable en el cebado con fuerte dUdt. (a) sin inductancia, (b) con
inductancia saturable, (c) comparación de pérdidas en el cebado en las condiciones (a) y (b).
a) sin ferrita de protección:
u =20 V/div i = 66,6 A/div t = 1,6 µs/drv;
b) con ferritas de protección:
c) p = 1,32 kW/div t = 1,6 µs/div
49

sobre la corriente y las pérdidas en el cebado. Durante el intervalo de tiempo en
que el circuito ~agnético no está saturado, por el tiristor sólo circula la corriente
magnetizante y la zona de conducción se extiende; una parte de la tensión es absor-
bida por el circuito magnético; la potencia disipada es pequeña. Cuando se satura
el circuito magnético, la corriente crece rápidamente. Pero como la tensión en
bornes del tiristor ha decrecido, las pérdidas y sobre todo la densidad por unidad
de superficie, son pequeñas: se han evitado los calentamientos locales.
2.2.6 Evolución de los tiristores
En veinte años la evolución de los tiristores ha sido considerable. Como indica
la figura 2.19, se comprueba por ejemplo, que la potencia controlada por el dispo-
sitivo se ha multiplicado por 250, en este intervalo de tiempo. El término tiristor
engloba una serie de dispositivos de características intrínsecas y de funcionamiento
en ocasiones bastante diferentes. Se distinguen cinco categorías.
- Los tiristores normales para los que su evolución va hacia características de
tensión y de corriente siempre más elevadas (véase fig. 2.19), pérdidas más peque-
ñas y de menor coste para los dispositivos ya estabilizados.
- Los tiristores rápidos, necesarios en los convertidores de conmutación for-
zada y que no son otra cosa que los tiristores normales del principio, a los que,
mediante complejos procedimientos, se mejora una característica, concretamente
el tiempo de bloqueo, en detrimento de otros parámetros tales como la tensión
máxima y la corriente. Por ejemplo, con una unión de 70 mm de diámetro en lugar
de elaborar un dispositivo de 4000 V, 2000 A, 200 µs, se obtendrá uno de 2000 V,
1500 A. 50 µs. Los tiristores rápidos representan en la actualidad alrededor de un
30 o un 40 % del total.
- Los tiristores asimétricos que entran en la categoría anterior. En este caso
la operación consiste en disminuir la tensión inversa que puede aguantar en benefi-
cio de la tensión directa de bloqueo. En esta categoría se pueden clasificar los
dispositivos que incluyen un diodo en inversa, elaborado sobre la misma pastilla de
silicio.
- Los tiristores de bloqueo controlado de los que se encuentran dos variantes
muy diferentes: la primera consiste en un tiristor rápido que tiene una estructura de
puerta tal que la aplicación de un impulso de tensión inversa sobre la misma favore-
ce el bloqueo en un tiempo muy corto; la segunda es el tíristor de bloqueo por la
puerta (GTO). Es una especie de compromiso entre el tiristor y el transistor
de potencia. En la actualidad se dispone de GTO de 1200 V, 200 A y con un tq de
10 µs, y en un futuro próximo se dispondrá de dispositivos de 4000 V, 1000 A.
50

20000
V
A
KVA
10 000
9 000
8 000
7 000
6 CXX)
5 000
4 000
J 000
2 OCIO
1 000
900
800
700
600
10
1960 1970 1980
Flg. 2.19. Evolución de las características tensión-corriente de los tiristores de potencia. 51
•
1990

2.3 Características de los diodos
Las características de intensidad y de tensión de los diodos son muy parecidas
e incluso algo superiores a las de los tiristores, hoy en día alcanzan los 5000 V y
3000 A. AJ tener ambos la misma presentación, la asociación resulta fácil. La caída
de tensión directa es del orden de l V comparado con 1,5 V para el tiristor. En
general, nos atenemos a las características estáticas a excepción de los diodos rápi-
dos para los que se ha de tener en cuenta la característica de bloqueo. Naturalmen-
te los diodos se ven afectados únicamente por el tiempo de recuperación inversa
(t,.,.) que para los diodos rápidos varía de algunas decenas de nanosegundos para
los dispositivos de pequeña potencia a algunos microsegundos (::::; 5 µs) para los
dispositivos de gran potencia.
Los diodos rápidos se utilizan en los troceadores, en ciertos tip,1s de ondulado-
res y también para la protección de los transistores de potencia.
2.4 Transistor de potencia
El transistor de potencia (tipo NPN) utilizado en los convertidores estáticos
tiene por objetivo realizar la función interruptor; esta función necesita:
- un estado abierto o de bloqueo
-- un estado cerrado o de conducción
- dos estados transitorios que permitan el paso de un estado estable al otro.
2.4.1 Parámetros importantes
• Estado de bloqueo
Un interruptor en estado de bloqueo se caracteriza por la tensión en sus bor-
nes y por su corriente de fugas.
Un transistor de potencia se caracteriza por su tensión colector-emisor VcE y
su corriente de fugas I,..
La tensión Vn, que puede soportar un transistor en estado de bloqueo depen-
de de varios factores: •
- la polarización de la unión base emisor (polarización, impedancia)
- el gradiente dV/dt aplicado (se supone que el transistor está en el estado
estable de bloqueo)
- la estructura utilizada (triple difusión, epitaxia, homobase)
- la tecnología de fabricación.
• Polarización de la unión base-emisor
La nomenclatura normalizada (C.E.l. ) de las tensiones VcE en función de 1
polarización de la unión base-emisor es la siguiente:
52

VcEo Base abierta.
VcER Base unida al emisor con un·a resistencia externa.
VCEX Unión base-emisor polarizada inversamente por una.fuente de tensión y
una resistencia serie determinadas.
VcEv Unión base-emisor polarizada por una tensión inversa.
VcEs Base y emisor en cortocircuito.
Las figuras 2.20 muestran los diferentes casos de polarización. La figura 2.21
da las características de avalancha en función de las condiciones de base; es decir,
los diferentes valores de tensión en función de la corriente le. La característica
«vertical» obtenida en VcEo define el valor VcEO(.rn.vJ garantizado por el cons-
tructor.
Oefinictón de Vcr.
e e e
B
E rVa. -E tE R
R
Flg. 2.20. Definición de Vce-
le
Vcto<s,.s
Flg. 2.21. Características de avalancha colector-emisor.
• Gradiente de tensión. aplicada
El transistor presenta una capacidad parásita colector-base que puede influir
notablemente en el funcionamiento del transistor en estado de bloqueo. Si se aplica
un dvldt en los bornes colector-emisor, nacerá una corriente en la capacidad parási-
53

ta ya que el potencial de la base sigue prácticamente al del emisor (con la sola
diferencia de la caída debida a la unión base-emisor). La corriente puede provocar
la conducción intempestiva del transistor. En la actualidad, ningún constructor de-
fine el dvldl máximo soportable por el transistor.
• Es1ructura y tecnología
En la actualidad, los constructores utilizan, para los transistores de potencia
de alta tensión. la estructura de triple difusión. Según la tecnología empicada, la
tensión Ve EX que puede soportar es mayor o menor. Por CJemplo, el transi-;tor
BUX 24 tiene un VCEu de 400 V y un V< 1:. de 459 Y.
El transistor B UX 48 tiene un VcFo idéntico de 400 V y un Vcc., de 850 V.
Las corrientes de fuga fe EQ, fe rR, Ierx correspondientes a los diferentes casos
de polarización de la base. se definen, por los constructores. dando sus valores
máximos.
• Estado de conducció11
Un interruptor en estado de conducción se caracteriza por la corriente que lo
atraviesa y por la caída de tensión que ésta provoca.
Un transistor de potencia se caracteriza por la corriente fe y por la tensión de
saturación Ve, ,01• Los dos parámetros están ligados a un tercero. la comente J8
con la relación 1~ = lcf/11 siendo~ la ganancia forzada del transistor.
(31 < <32
1
1
----- 1- -
1
zona de satuoción 1
vefwt= f (le)
Flg. 2.22. VCE "' '- f Oc).
(31
zona hl"l2Cll
Cada constructor garantiza para una corriente de base t.lada f 8 y una corriente
de colector fe dada, que la tensión de saturación VcE ""' es inferior o igual a l,5 V
(2,5 V par~ los Darlington). La ganancia ~ en general es igual a 5. Pueden trazarse
las curvas VcF "'' =/(/e) con f3 como parámetro (fig. 2.22). Las curvas permiten
definir tres zonas de funcionamiento:
54

- zona de saturación, en el interior de la cual el valor de la ganancia ~ no
hace variar de forma sensible el valor VCE " 11•
- zona lineal, en el interior de la cual la corriente le es prácticamente cons-
tante. Es en esta zona, también llamada zona de amplificación, por la que se des-
plaza el punto de funcionamiento del transistor cuando se utiliza en aplicaciones
lineales.
- zona de casi-saturación. determinada por las dos zonas precedentes, y en
el interior de la cual el valor de la ganancia ~ influye fuertemente en el valor de
VCE snr para una le dada. Desde el punto de vista térmico, es evidente que interesa
trabajar en la zona saturada (pérdidas= VcE .wi • le). Por el contrario, este modo
de funcionamiento presenta dos inconvenientes: aumento del tiempo de conmuta-
ción en el bloqueo y «fragilización» del transistor en los cortocircuitos si está polari-
zado en sentido inverso (véase más adelante). Los constructores indican además la
corriente máxima admisible en régimen continuo le y la corriente máxima en régi-
men impulsional (t < 5 mseg). Contrariamente a los tiristores, no se puede definir
un !21 y además las pérdidas crecen rápidamente cuando se acerca a la zona lineal.
• Área de seguridad
El área de seguridad de un transistor es la representación en el plano le, VCE
que fija los límites de funcionamiento del transistor.
Existen varias áreas de seguridad según que el transistor esté trabajando en
régimen de conmutación o en régimen lineal (continuo o impulsional), según que la
polarización de la unión base-emisor sea directa o inversa.
• Área de seguridad en régimen lineal
Es la representación clásica dada por todos los fabricantes, del estado de un
transistor polarizado en sentido directo y trabajando en régimen lineal (continuo o
impulsional). Las coordenadas son logarítmicas, y para los transistores de alta ten-
sión, existen cuatro rectas de limitación (véase fig. 2.23).
(1) Recta horizontal le= lcmax ligada a la densidad de corriente admisible.
(2) Recta de disipación térmica lcVCE = constante ligada a la temperatura
máxima de la unión y a la impedancia térmica unión-cápsula.
(3) La recta que determina la segunda ruptura ligada a la formación local de
puntos calientes cuya temperatura sobrepasa la temperatura máxima ad-
misible. Según la naturaleza de los transistores, puede haber dos rectas de
limitación.
(4) La recta vertical VCE = VcEo sus correspondiente al valor máximo de la
tensión soportable por el transistor en estado de conducción.
La limitación (3) debida a la segunda ruptura es el resultado del embala-
miento térmico de la unión colector-base provocado por la concentración
de la corriente que se produce para una tensión colector-emisor dada; la
corriente de la segunda ruptura viene dada de forma aproximada por
la expresión:
ls,o= K(VcE)-11
donde n y K dependen de la tecnología empleada.
55

1
4A
---t--
1
1
0,2 A
1 1
---T---r--
. '4V 'JJV 100 V
Flg. 2.23. Área de seguridad del BUX 39.
'e
20A i--- - - --
1
4A
0,1 A
0,02A
___,___
1 1
1 1
1 1
_ _ _, __ _l_.
1 1 1
- _.,__-+-_L-
1 1 1
1 1 1
7V 'JJV rov L[JJV
Flg. 2.24. Área de seguridad del BUX 48.
El valor n del exponente decrece cuando la tensión VCE es elevado lo que
puede dar lugar a la definición de dos segmentos de rectas (fig. 2.24) co-
rrespondientes a dos valores de n.
La corriente de inicio en la segunda ruptura disminuye cuando la tempera-
tura aumenta. El constructor facilita una curva de la disminución relativa
que permite calcular la corriente en la segunda ruptura a una temperatura
de la cápsula dada a partir del valor a 25 ºC (fig. 2.25).
• Area de funcionamiento en conmutación
Estas áreas fueron definidas por SESCOSEM en 1978 para los transistores de
potencia. En ellas se introducen diferencias según sea la polarización de la unión
base-emisor.
56

El estado de polarización directa se caracteriza por el constructor por el hecho
de que la tensión VBE se mantiene siempre positiva (incluso si la corriente de base
se invierte) y si la resistencia que une la base con el emisor es superior a un valor
especificado (ejemplo: BUX 48 RBE = 5Q).
o
Flg. 2.25. /SIS = f (T)
100 "C
l51e: f (T)
200"C q)sub
El estado de polarización inversa se define por el hecho de existir una corrien-
te de base inversa o (y) la inversión de la tensión VBE o (y) si la resistencia RnE es
inferior al valor especificado.
. Los dos estados están relacionados con los estados físicos internos del transis-
tor en régimen de conmutación y corresponden a fenómenos de defocalización al
ponerse a conducir y de focalización al bloquearse.
Para el transistor BUX 48, las áreas de funcionamiento vienen indicadas en la
figura 2.26. Las conclusiones que se sacan son las siguientes:
- Nunca se puede sobrepasar el valor Vceo sin polarización negativa.
- Si se trabaja por debajo de VCEO , no tiene ningún interés el utilizar polari-
zación negativa (salvo en el caso de funcionamiento a frecuencia muy elevada).
- Con polarización negativa, interesa utilizar el transistor en casi saturación
sobre todo si hay riesgo de sobrecarga.
• Zona de sobrecarga accidental
Esta definición corresponde al caso de un cortocircuito no repetitivo con un
número de casos limitado a 3000 en la vida del transistor.
Con polarización directa, se comprueba que la ganancia en corriente aumenta
con la tensión VCE (en cortocircuito, el transistor ya no está saturado) lo que per-
mite alcanzar corrientes muy elevadas.
Con polarización inversa, el transistor es frágil y se puede destruir si está satu-
rado en el momento del cortocircuito. Por el contrario, si está casi saturado es más
robusto.
Las dos áreas de fu ncionamiento en régimen de sobrecarga accidental también
se han representando en la figura 2.26.
57

-
le
15 A i---- ---
Va.,O<A
con polarizocá'I drecta
'SA .______
8A
4A
700V Ver
Flg. 2.26. Áreas de funcionamiento en conmutación del BUX 48.
~·,.
1
1
1
1
lO°lo ------'-
90•1. - - - -
(o,)
Flg. 2.27.
58
lO°lo
IB
so-,.
lO°lo
le:¡
--- - ---
..
'
Id
1
r
ten
1
__ J. __
1
1
1
1
1
(b)

• Conmutación en el bloqueo
• Definiciones
El transistor es un elemento que funciona con corriente. Los tipos de conmu-
tación se definen con corriente (véase fig. 2.27 a).
fs = tiempo de almacenamiento del transistor.
Este tiempo corresponde a la evacuación del exceso de cargas. Se efectúa sin
modificación de la corriente de colector ni de la tensión VcE; sobre el transistor
sólo influye la corriente de base.
t¡ = tiempo de decrecimiento de la corriente del colector.
Durante este intervalo de tiempo, la corriente de colector utiliza las cargas
acumuladas. Según la forma de la corriente de colector y de la de base, el orden de
bloqueo de las uniones emisor-base y colector-base se puede invertir. Pero el tiem-
po t¡ será el más corto cuando las condiciones de las corrientes de colector y de base
sean tales que las dos uniones se bloqueen simultáneamente. Las pérdidas en el
transistor serán, por lo tanto, mínimas en este caso.
T0
¡¡ = fs + I¡ constituye el tiempo total de la conmutación en el bloqueo del
transistor.
• Condiciones de funcionamiento
El tiempo ts no influye de forma importante en las pérdidas del transistor. Por
el contrario puede provocar un retraso de varias decenas de µsegundos que es
molesto en los montajes en puente (riesgo de cortocircuito en un brazo) y en el
caso de un cortocircuito accidental (protección del transistor).
Se puede reducir evacuando bruscamente las cargas en exceso mediante una
corriente de base inversa, pero este procedimiento provoca un bloqueo prematuro
de la unión base-emisor lo que perjudica al rendimiento y a la fiabilidad del tran-
sistor.
Puede evitarse el almacenamiento de estas cargas manteniendo el transistor en
el estado de casi-saturación. En este caso se aumentan las pérdidas de conducción.
Desde el punto de vista de rendimiento, hay por tanto un compromiso a realizar en
función de la frecuencia de funcionamiento y de la corriente de carga.
Por último el tiempo Is aumenta con la temperatura de la unión (alrededor del
50 % entre los 25 ºC y 125 ºC) y disminuye cuando la ganancia forzada lcll8
aumenta.
• Conmutación en la puesta en conducción
• Definiciones (véase fig. 2.27 b)
td = tiempo de retardo del crecimiento de la corriente de colector. Este tiempo
es función de la capacidad base-emisor. La corriente necesaria para la carga de este
condensador no colabora en el efecto transistor, lo que provoca el retraso del cre-
cimiento.
t, = tiempo de crecimiento de la corriente de colector. Este parámetro está
ligado a la estructura del transistor.
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