Dispositivos_de_potencia (2).pptx

Selección de dispositivos
electrónicos de potencia
Universidad de Oviedo
Diseño de Sistemas Electrónicos de
Potencia
4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías
y Servicios de Telecomunicación
Lección 2

• El Diodo de potencia
• El MOSFET de potencia
• El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT)
• El Rectificador Controlado de Silicio (SCR)
• El Tiristor Apagado por Puerta (GTO)
• El Triodo de Corriente Alterna (TRIAC)
Dispositivos a estudiar
Nuevos
para
vosotros

Encapsulados de diodos
DIODOS
DE
POTENCIA
• Axiales
DO 35 DO 41 DO 15 DO 201

DIODOS
DE
POTENCIA
• Para usar radiadores

DIODOS
DE
POTENCIA
• Para grandes potencias
B 44
DO 5

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)
Nombre del dispositivo

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados
para el mismo dispositivo
Nombre del
dispositivo
Encapsulados

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
Dual in line

DIODOS
DE
POTENCIA
• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)


+ -


+ -

DIODOS
DE
POTENCIA
• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor

Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos
DIODOS
DE
POTENCIA
• Dan origen a módulos de potencia
- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia
- Minimizan las inductancias parásitas del conexionado
- Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc
- Se pueden pedir a medida
Control de Motores
Electrónica militar

Circuito equivalente estático
V
rd
Modelo asintótico
ideal
0
i
V
V
• Circuito equivalente asintótico
Curva característica
asintótica.
Pendiente = 1/rd
Curva
característica ideal
DIODOS
DE
POTENCIA
real

DIODOS
DE
POTENCIA Características fundamentales de cualquier diodo
1ª -Máxima tensión inversa soportada
2ª -Máxima corriente directa conducida
3ª -Caída de tensión en conducción
4ª -Corriente inversa en bloqueo
5ª -Velocidad de conmutación
Baja tensión
15 V
30 V
45 V
55 V
60 V
80 V
Alta tensión
500 V
600 V
800 V
1000 V
1200 V
1ª Máxima tensión inversa soportada
Media tensión
100 V
150 V
200 V
400 V
Ejemplo de
clasificación
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada

DIODOS
DE
POTENCIA 1ª Máxima tensión inversa soportada
• El fabricante suministra (a veces) dos valores:
- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM
- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM
La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser
determinante del deterioro irreversible del componente

DIODOS
DE
POTENCIA 2ª Máxima corriente directa conducida
• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:
- Corriente eficaz máxima IF(RMS)
- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM
- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM
Depende de la cápsula

DIODOS
DE
POTENCIA
• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la
corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente
3ª Caída de tensión en conducción
i
V
V
rd
ideal
ID
VD
5 A

DIODOS
DE
POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión
soportable por el diodo

DIODOS
DE
• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente
IF(AV) = 4A,
VRRM = 200V
IF(AV) = 5A,
VRRM = 1200V
1,25V @ 25A
2,2V @ 25A
• En escala lineal no son muy útiles
• Frecuentemente se representan en
escala logarítmica

DIODOS
DE
• Curva característica en escala logarítmica
0,84V @ 20A
1,6V @ 20A
IF(AV) = 25A,
VRRM = 200V
IF(AV) = 22A,
VRRM = 600V

DIODOS
DE
• Los Schottky tienen mejor
comportamiento en conducción
para VRRM < 200 (en silicio)
0,5V @ 10A

DIODOS
DE
• Schottky de VRRM relativamente alta
0,69V @ 10A
La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al
aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

DIODOS
DE
Schottky
Schottky
PN
Similares valores
de VRRM y similares
caídas de tensión
en conducción

• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco)
y de la temperatura (mucho)
• Algunos ejemplos de diodos PN
DIODOS
DE
POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
Crece con IF(AV)
Crece con Tj

DIODOS
DE
POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo
• Dos ejemplos de diodos Schottky
• Decrece con VRRM
• Crece con IF(AV)
• Crece con Tj

Transición de “a” a “b”,
es decir, de conducción
a bloqueo (apagado)
a b
V1
V2
R
i
V
+
-
i
V
t
t
V1/R
-V2
DIODOS
DE
POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación

a b
V1
V2
R
i
V
+
-
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
i
V
t
t
trr
V1/R
-V2/R
ts
tf (i= -0,1·V2/R)
-V2
ts = tiempo de almacenamiento
(storage time )
tf = tiempo de caída (fall time )
trr = tiempo de recuperación
inversa (reverse recovery time )
DIODOS
DE
• Comportamiento real de un diodo en conmutación

a b
V1
V2
R
i
V
+
-
i
td = tiempo de retraso (delay time )
tr = tiempo de subida (rise time )
tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )
tr
0,9·V1/R
td
0,1·V1/R
tfr
El tiempo de recuperación directa genera menos
problemas reales que el de recuperación inversa
DIODOS
DE
POTENCIA
Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación

DIODOS
DE
• Información suministrada
por los fabricantes
• Corresponde a
conmutaciones con cargas
con comportamiento inductivo

DIODOS
DE
POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación • Más información suministrada por
los fabricantes
STTA506D

DIODOS
DE
• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a
clasificar los diodos
Las características de todos los semiconductores (por supuesto,
también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)
www.irf.com
www.onsemi.com
www.st.com
www.infineon.com
Direcciones web
• Standard
• Fast
• Ultra Fast
• Schottky
VRRM trr
IF
100 V - 600 V
100 V - 1000 V
200 V - 800 V
15 V - 150 V (Si)
300 V – 1200 V (SiC)
> 1 s
100 ns – 500 ns
20 ns – 100 ns
< 2 ns
1 A – 150 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
< 2 ns
1 A – 20 A

DIODOS
DE
POTENCIA Pérdidas en diodos
• Son de dos tipos:
- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)
- Dinámicas
V
rd
ideal
iD
Potencia instantánea perdida en conducción:
pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t)
PDcond = V·IM + rd · Ief
2
IM : Valor medio de iD(t)
Ief : Valor eficaz de iD(t)
Pérdidas estáticas en un diodo
iD
Forma de onda frecuente


T
0
Dcond
Dcond dt
)·
t
(
p
T
1
P
Potencia media en un periodo:


tf
DIODOS
DE
POTENCIA
• Las conmutaciones no son perfectas
• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente
• La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción
iD
t
VD
t
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo
0,8 V
-200 V
10 A
3 A
Potencia instantánea perdida
en la salida de conducción:
pDsc (t) = vD (t)·iD (t)


rr
t
0
Dsc
D dt
)·
t
(
p
T
1
P
Potencia media en un periodo:

DIODOS
DE
POTENCIA
• Estáticas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIODOS
DE
POTENCIA
• Dinámicas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características
(Datasheet) del diodo STTA506)

DIODOS
DE
POTENCIA Características Térmicas
• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado
• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC
Si
j
Unión
(oblea)
c
Encapsulado
a
Ambiente
P
(W)
• Magnitudes térmicas:
- Resistencias térmicas, RTH en ºC/W
- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC
- Potencia perdida, P en W
• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH
RTHjc RTHca
• Magnitudes eléctricas:
- Resistencias eléctricas, R en Ω
- Difer. de tensiones, V en voltios
- Corriente, I en A
RTH  R
ΔT  V
P  I
Equivalente
eléctrico

DIODOS
DE
Ambiente
Si
j
Unión
c
Encapsulado
a
P
(W)
RTHjc RTHca
RTH  R
ΔT  V
P  I
Equivalente
eléctrico
P
RTHjc RTHca
Ta
j c
a
0 K
TC
TJ
Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca

DIODOS
DE
• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)
• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)
• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la
resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.
• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.
Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3
RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40

DIODOS
DE
j c
P
RTHjc
RTHca
Ta
a
0º K
TC
TJ
Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Ambiente
Si
j
Unión
c
Encapsulado
a
P
(W)
RTHjc RTHca
RTHrad
RTHrad

EL
MOSFET
DE
POTENCIA
VDS [V]
ID [mA]
4
2
8
4 12
0
VGS = 2,5V
VGS = 3V
VGS = 3,5V
VGS = 4V
VGS = 4,5V
VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V
Comportamiento resistivo
VGS < VTH = 2V
< 4,5V
Comportamiento como circuito abierto
10V
+
-
VDS
ID
+
-
VGS
2,5KW
G
D
S
• Zonas de trabajo de un MOSFET de señal
Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal
Comportamiento como fuente de corriente
(sin interés en electrónica de potencia)

G
D
S
D
S G
+
P-
Substrato
N+ N+
• Precauciones en el uso de transistores MOSFET
- El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos
- El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los
dedos. A veces se integran diodos zener de protección
- Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET
de enriquecimiento
EL
MOSFET
DE
POTENCIA Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal

G
D
S
• Están formados por miles de celdas puestas en paralelo (son
posibles integraciones de 0,5 millones por pulgada cuadrada)
• Los dispositivos FET (en general) se paralelizan fácilmente
• Algunas celdas posibles (dispositivos verticales):
EL
MOSFET
DE
POTENCIA Estructura de los MOSFETs de Potencia
Puerta
Drenador
Fuente
n+
n- p
n+ n+
Estructura planar
(D MOS)
Estructura en
trinchera
(V MOS)
Drenador
n+
n-
p
n+
Puerta
Fuente

• En general, semejantes a los de los diodos de potencia (excepto los
encapsulados axiales)
• Existe gran variedad de encapsulados
• Ejemplos: MOSFET de 60V
EL
MOSFET
DE
POTENCIA Encapsulados de MOSFETs de Potencia
RDS(on)=9,4mW, ID=12A
RDS(on)=12mW, ID=57A
RDS(on)=9mW, ID=93A
RDS(on)=5,5mW, ID=86A
RDS(on)=1.5mW, ID=240A

• Otros ejemplos de MOSFET de 60V
EL
MOSFET
DE
POTENCIA Encapsulados de MOSFETs de Potencia
RDS(on)=3.4mW, ID=90A

EL
MOSFET
DE
POTENCIA Características fundamentales de los MOSFETs de potencia
1ª -Máxima tensión drenador-fuente
2ª -Máxima corriente de drenador
3ª -Resistencia en conducción
4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta
5ª -Proceso de conmutación
1ª Máxima tensión drenador-fuente
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato (unido a
la fuente) y el drenador.
• Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué pequeña
circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA)
MOSFET con puerta en trinchera
Drenador
N+
N-
P
N+
Fuente Puerta
Diodo
Fuente–
Drenador

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 1ª Máxima tensión drenador-fuente
Baja tensión
15 V
30 V
45 V
55 V
60 V
80 V
Media tensión
100 V
150 V
200 V
400 V
Alta tensión
500 V
600 V
800 V
1000 V
1200 V (SiC)
Ejemplo de
clasificación
• La máxima tensión drenador-fuente de representa como VDSS
o como V(BR)DSS
• Ayuda a clasificar a los transistores MOSFET de potencia

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 2ª Máxima corriente de drenador
• El fabricante suministra dos valores (al menos):
- Corriente continua máxima ID
- Corriente máxima pulsada IDM
• La corriente continua máxima ID depende de la
temperatura de la cápsula (mounting base aquí)
A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 3ª Resistencia en conducción
• Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET.
Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo
• Se representa por las letras RDS(on)
• Para un dispositivo particular, crece con la temperatura
• Para un dispositivo particular, decrece con la tensión de
puerta. Este decrecimiento tiene un límite.
Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)

EL
MOSFET
DE
• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes,
RDS(on) crece con el valor de VDSS

EL
MOSFET
DE
• En los últimos tiempos se han mejorado sustancialmente los valores
de RDS(on) en dispositivos de VDSS relativamente alta (600-1000 V)
MOSFET de los años 2000
MOSFET de 1984

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
• La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que
comience a haber conducción entre drenador y fuente
• Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión
puerta-fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA
• Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V

EL
MOSFET
DE
• La tensión umbral cambia con la temperatura

EL
MOSFET
DE
• La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es
típicamente de ± 20V

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 5ª Proceso de conmutación
• Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos
usados en electrónica de potencia (tiristores, transistores bipolares,
IGBT, etc.)
• Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En
ellos, los niveles de corriente conducida no están asociados al aumento
de la concentración de portadores minoritarios, que luego son difíciles de
eliminar para que el dispositivo deje de conducir
• La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades
parásitas del dispositivo
• Hay, esencialmente tres:
- Cgs, capacidad lineal
- Cds, capacidad de transición Cds  k/(VDS)1/2
- Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds

EL
MOSFET
DE
• Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de
tres capacidades distintas de las anteriores, pero relacionadas con ellas:
- Ciss = Cgs + Cgd con Vds=0 ( capacidad de entrada)
- Crss = Cdg (capacidad Miller)
- Coss = Cds + Cdg ( capacidad de salida)
Ciss
Coss
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
S
D
G
S
D
G
D
G
G
Cdg
Cdg
Cgs
Cgs
Cds
Cds
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
S
D
G
S
D
G
D
G
G
Cdg
Cdg
Cgs
Cgs
Cds
Cds

EL
MOSFET
DE
• Ejemplo de información de los fabricantes
Ciss = Cgs + Cgd
Crss = Cdg
Coss = Cds + Cdg

V1 R
C
Carga y descarga de un condensador desde una resistencia
EL
MOSFET
DE
• La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan
pérdidas que condicionan las máximas frecuencias de conmutación
de los MOSFET de potencia
• En la carga de C:
- Energía perdida en R = 0,5CV1
2
- Energía almacenada en C = 0,5CV1
2
• En la descarga de C:
- Energía perdida en R = 0,5CV1
2
• Energía total perdida: CV1
2 = V1QCV1
• Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones
de tensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y
corriente, lo que implica pérdidas en las fuentes de corriente
dependientes que caracterizan la operación estática del MOSFET

EL
MOSFET
DE
• Análisis de una conmutación típica en conversión de energía:
- Con carga inductiva
- Con diodo de enclavamiento
- Suponiendo diodo ideal
Cdg
Cgs
Cds
V1 R
V2
IL

EL
MOSFET
DE
• Situación de partida:
- Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción
- Por tanto:  vDG = V2, vDS = V2 y vGS = 0
 iDT = 0 y iD = IL
+
-
vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
Cds
V1 R
V2
IL
iDT
iD
B
A
- En esa situación, el
interruptor pasa de “B” a “A”
+
-
+
-

EL
MOSFET
DE
• iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO)
• vDS = V2 hasta que iDT = IL
+
-
vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
Cds
V1 R
V2
IL
iDT
iD
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
Pendiente determinada
por R, Cgs y por Cdg(V2)
+
-
+
-
+
-

EL
MOSFET
DE
• La corriente que da V1 a través de R se
emplea fundamentalmente en descargar
Cdg  prácticamente no circula
corriente por Cgs  vGS = Cte
+
-
vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
Cds
V1 R
V2
IL
iDT
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
+
-
+
-
+
-

EL
MOSFET
DE
• Cgs y Cdg se continúan cargando
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
+
-
vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
Cds
V1 R
V2
IL
iDT
B
A
+
-
V1
Constante de tiempo determinada
por R, Cgs y por Cdg (medida a V1)
+
-

EL
MOSFET
DE
• Valoración de pérdidas entre t0 y t2:
- Hay que cargar Cgs (grande) y
descargar Cdg (pequeña) VM voltios
(energía perdida en el circuito de mando)
- Hay convivencia tensión corriente
entre t1 y t2 (energía perdida en la
fuente de corriente dependiente del
MOSFET) iDT
+
-
vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds
V2
+
-
+
-
+
-
iDT
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
V1
VM
PVI
Valoración de pérdidas de entrada en
conducción (caso de conmutaciones sin
recuperación de energía)

EL
MOSFET
DE
POTENCIA 5ª Proceso de conmutación • Valoración de pérdidas entre t2 y t3:
- Hay que descargar Cds hasta 0
(energía perdida en el transistor) e
invertir la carga de Cdg desde V2-VM
hasta -VM (energía perdida transistor y
en el circuito de mando)
- Hay convivencia tensión corriente
entre t2 y t3 (energía suministrada
externamente al transistor y perdida)
V1
VM
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
PVI
iDT = IL
+
-
vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds
+
-
+
-
+
-
IL
iCds
iCdg+
iCds+
IL
iCdg

EL
MOSFET
DE
• Valoración de pérdidas a partir de t3:
- Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg
hasta V1
- No hay convivencia tensión
corriente salvo la propia de las
pérdidas de conducción
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGS
BA
IL
PVI
V1
VM
iDT = IL
+
-
vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds
+
-
+
-
IL
iCdg
iL

EL
MOSFET
DE
• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga
de puerta”:
- La corriente que da la fuente V1 es aproximadamente
constante entre t0 y t3 (comienzo de una exponencial,
con IV1 V1/R)
- De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargado
esencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado una
carga eléctrica Qgs
- De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado en invertir la
carga de Cdg. Se ha suministrado una carga eléctrica Qdg
- Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga. Qg
es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg)
- Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R),
cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será el
transistor
- Obviamente t2-t0  QgsR/V1, t3-t2  QdgR/V1 y PV1 =
V1QgfS, siendo fS la frecuencia de conmutación
vGS
iV1
t0 t2 t3
V1
iV1 R
Qgs
Qdg
Qg

EL
MOSFET
DE
• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”:
Información de los fabricantes
IRF 540
MOSFET de los años 2000
BUZ80 MOSFET de 1984

EL
MOSFET
DE
• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes:
conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)
VDS VGS
10%
90%
tr
td on tf
td off
td on: retraso de encendido
tr: tiempo de subida
td off: retraso de apagado
tf: tiempo de bajada
+
-
vDS
iDT
+
-
vGS
G
D
S
+
RG
RD

EL
MOSFET
DE
IRF 540
td on: retraso de encendido
tr: tiempo de subida
td off: retraso de apagado
tf: tiempo de bajada
+
-
vDS
iDT
+
-
vGS
G
D
S
+
RG
RD
• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes:
conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)

EL
MOSFET
DE
POTENCIA Pérdidas en un MOSFET de potencia
• Pérdidas por convivencia tensión corriente entre drenador y fuente
vDS
iDT
vGS
PVI
Pérdidas en
conducción
Pérdidas en conmutación
Pcond = RDS(on)iDT(rms)
2
Won
Woff
Pconm = fS(won + woff)

EL
MOSFET
DE
POTENCIA Pérdidas en un MOSFET de potencia
• Pérdidas en la fuente de gobierno
vGS
iV1
t0 t2 t3
Qgs
Qdg
Qg
PV1 = V1QgfS
V1
iV1
R
Circuito teórico
V1
iV1
RB
Circuito real

EL
MOSFET
DE
POTENCIA El diodo parásito de los MOSFETs de potencia
El diodo parásito suele tener malas características, sobre
todo en MOSFETs de alta tensión
G
D
S
IRF 540

EL
MOSFET
DE
POTENCIA El diodo parásito de los MOSFETs de potencia
El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión

EL
MOSFET
DE
POTENCIA Características térmicas de los MOSFETs de potencia
• Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia
• Este fabricante denomina “mounting base” a la cápsula
y suministra información de la RTHja = RTHjc + RTHca

• El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) se basa en una
estructura que permite:
 Modulación de la conductividad (lo que implica bajas pérdidas en
conducción)
 Antisaturación del transistor bipolar interno (no tan lento como si se
saturara completamente)
 Control desde una puerta MOS (como un MOSFET).
P
P
N
V2
R
S1
P
P
N
V2
R
G
D
S
EL
IGBT Principio de operación y estructura

Circuito equivalente
simplificado de un IGBT
P
P
N
G
D
S
E
B
C
Colector (C)
Emisor (E)
Puerta (G)
Colector
(Collector)
Emisor
(Emitter)
Puerta
(Gate) Símbolo de un IGBT de canal N
Otro símbolo usado
EL

Concepto de nivel de inyección en una unión PN
Portadores/cm3
104
1012
1014
1016
-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+
0.1 0.2 0.3
Longitud [mm]
1010
108
106
P+
N-
nPV
nN
pP
pNV
Bajo nivel de inyección :
nN(0+) >> pNV(0+)
• Bajo nivel de inyección es lo que siempre hemos considerado hasta
ahora en otros casos de uniones PN y P+N-
• En el caso de uniones P+N- esto es válido para polarizaciones directas
no muy intensas. En caso contrario, entramos en alta inyección.
Principio de operación y estructura
EL
IGBT

-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+
0.1 0.2 0.3
Longitud [mm]
P+
N-
nPV
nN
pP
pNV
Alto nivel de inyección:
nN(0+)  pNV(0+)
• Si la tensión de polarización directa es suficientemente
intensa, pNV(0+) se aproxima a nN(0+). En este caso, nN no
permanece constante, sino que se incrementa notablemente
¡No es posible!
Concepto de nivel de inyección en una unión PN
EL
IGBT
Portadores/cm3

Modulación de la Conductividad
1016
106
10
1014
10
P+ N+
N-
NA = 1019
ND2 = 1019
ND1 = 1014
nP+
pN+
nN-  pN-
Huecos inyectados
desde la zona P+ Electrones inyectados
desde la zona N+
• Hay inyección de portadores desde las regiones adyacentes muy
dopadas (doble inyección) , lo que disminuye la resistividad de la región
poco dopada cuando está en conducción. Este fenómeno se llama
Modulación de la Conductividad y sólo ocurre en dispositivos bipolares
EL
IGBT

• Se utilizaban antes del desarrollo de los
MOSFET de potencia. Hoy se utilizan poco (como
interruptores principales)
• Son mucho más lentos que los MOSFETs (como
unas 10 veces más lentos)
• Además, hay que inyectar una corriente
bastante apreciable por la base (sólo 5-20 veces
menor que la corriente de colector)
• Sin embargo, tienen modulación de la
conductividad, lo que implica que se pueden
hacer dispositivos que soporten mucha tensión
(zona N- poco dopada) y que tengan baja
resistencia en conducción (por modulación de la
conductividad)
• En resumen, superan a los MOSFET en
comportamiento estático
N+
N+
N-
P-
E
B
C
SiO2
Corriente de colector
Corriente
de Base
EL
Transistores bipolares (BJTs) de potencia

Conmutación Control Modulación
de la
Conductividad
Pérdidas en conducción en
dispositivos de alta
tensión
BJTs Lenta Difícil Sí Bajas
MOSFETs Rápida Fácil No Altas
• ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas
de ambos?
• La respuesta es el IGBT, que presenta muy buenas
características en aplicaciones de mayor potencia que
las de uso de los MOSFET (sacrificando frecuencia de
conmutación)
Comparación entre BJTs y MOSFETs de potencia
EL

Colector (C)
Emisor (E)
Puerta (G)
Colector
Emisor
Puerta
P+
N-
P
N+
N+
N+
Colector
Emisor Puerta
• Estructura interna de un IGBT
(modelo muy simple)
EL

P+
N- P
N+
N+
N+
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
EL
IGBT
• Estructura interna de un IGBT
(modelo un poco más elaborado)

• El IGBT bloqueando (soportando) tensión
P+
N-
N+
Colector
Emisor
Puerta
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
R
V2
N+ N+
P
R
V2
Zona de
transición
EL

Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
P+
N-
N+
Colector
Emisor
Puerta
N+ N+
P
R
V2
V1
V1
Rdrift
R
V2
Modulación de la
Conductividad
Efecto
transistor
EL
IGBT
• El IGBT conduciendo corriente

• Hay un tiristor parásito que creaba problemas en los primeros
IGBTs. El problema está hoy solucionado, cortocircuitando Rbody
P+
N-
N+
Colector
Emisor
N+
P
Rdrift
Rbody
Puerta
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
Rbody
EL
IGBT
• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT

EL
IGBT
• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT actual
(solucionado el problema del tiristor parásito interno)
P+
N-
N+
Colector
Emisor
P
Puerta
Canal
P+
N+
P+
N-
N+
Colector
Emisor
N+
P
Puerta
Rbody
Corriente por el BJT
Canal
Corriente por el BJT
Tiristor
parásito
Corriente que dispara
el tiristor parásito
Para evitar el disparo
de tiristor parásito

• El IGBT no puede conducir corriente inversa con tensión
cero en puerta, como sí ocurría en los MOSFETs
G
D
S
Diodo
parásito
Corriente inversa
C
E
G
N
P
P
Corriente inversa
C
E
G
N
P
P
Diodo
externo
Corriente inversa
• El IGBT por tanto puede soportar tensión inversa
• Los IGBTs simétricos se diseñan para este fin. Sin embargo, la caída de
tensión directa es mayor en ellos.
• Para conducir corriente inversa hay que colocar un diodo en antiparalelo
EL

• Estructuras asimétrica y simétrica
P+
N-
N+
Colector
Emisor
P
Puerta
P+
N+
• IGBT asimétrico
(también llamado
“punch-through IGBT”)
P+
N-
Colector
Emisor
P
Puerta
P+
N+
• IGBT simétrico
(también llamado
“non-punch-through IGBT”)
EL

vDS [V]
iD [A]
4
2
6
4
2
0
vGS = 4V
vGS = 5V
vGS = 6V
vGS < VGS(TO) = 3V
vGS = 8V
vGS = 10V
C
E
G
vCE [V]
iC [A]
4
2
6
4
2
0
vGE = 4V
vGE = 5V
vGE = 6V
vGE < VGE(th) = 3V
vGE = 8V
vGE = 10V
• Caso de un MOSFET.
• También es así en la parte
“MOSFET” del IGBT
• Caso de un IGBT.
• Se obtienen sumando vEB_BJT a las
curvas características de un MOSFET
+
-
vEB_BJT
vEB_BJT
EL
IGBT Curvas características de salida de los IGBTs

EL
IGBT Características generales de un IGBT

• Información general del IRG4PC50W.
EL
IGBT Características generales de un IGBT

EL
IGBT Características estáticas de un IGBT

IC_max @ T = 50 oC: 55 A
IC_max @ T = 75 oC: 48 A
EL

Asymmetrical IGBT
EL

vCE [V]
iC [A]
4
2
6
4
2
0
vGE = 15V
vEB_BJT
• Curva característica estática para una tensión vGE dada
vEB_BJT 1V
EL

Comportamiento
térmico como un
BJT
Comportamiento
térmico como un
MOSFET
EL

vGE
vGE(th)
vCE
iC
G
C
E
• Apagado con carga inductiva y diodo ideal
Apagado de la
parte MOSFET
Apagado de
la parte BJT
“Cola” del IGBT
VG
RG VDC
IL
C
E
G
+
-
vCE
vGE
+
-
iC
B
A
V’G
EL
IGBT Características dinámicas de los IGBTs

vGE
vGE(th)
vCE
iC
G
C
E
• Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado
Parte MOSFET
Parte BJT
Cola
Periodo con
pérdidas de
apagado
Pérdidas de
conmutación
vGS
vDS(TO)
vDS
iD
G
D
S
EL

G
C
E
Encendido de la
parte MOSFET
Parte BJT
vGE
vCE
iC
vGE(th)
Periodo con pérdidas
de encendido
EL
• Encendido con carga inductiva y diodo ideal
VG
RG VDC
IL
C
E
G
+
-
vCE
vGE
+
-
iC
B
A
V’G

• Conmutaciones reales del IGBT IRG4PC50W teniendo en cuenta el
comportamiento real del diodo y las inductancias parásitas
EL
IGBT Características dinámicas de un IGBT

EL

• Capacidades parásitas y carga de puerta
EL

• Las de conmutación a partir de
curvas específicas de los fabricantes:
• Las de conducción se calculan desde las
curvas características estáticas:
EL
IGBT Pérdidas en un IGBT

• Los tiristores fueron, durante muchos años, los dispositivos que
dominaban la electrónica de potencia
• Son dispositivos bipolares de más de dos uniones
• Por ser bipolares, son lentos, pero capaces de manejar grandes
corrientes y tensiones (modulación de la conductividad)
• Los más importantes son:
- El Rectificador Controlado de Silicio (Silicon Controlled Rectifier,
SCR), al que se le aplica muchas veces el nombre de Tiristor
- El GTO (Gate Turn-Off thyristor) o Tiristor apagado por puerta
- El TRIAC (Triode AC ) o Triodo para Corriente Alterna
- El DIAC (Diode AC)
• Todos ellos los estudiaremos con menos profundidad que los diodos,
los MOSFETs y los IGBTs
Los
Tiristores Introducción a los Tiristores

Los
Tiristores La estructura de 3 uniones (4 capas)
E1
B1
C1
E2
B2
C2
• La base de los tiristores es la estructura PNPN
P
N
N
P
P
N
P
N
N
P
Se trata de una estructura realimentada que admite dos
estados estables (es como un “biestable”)

Rg
Vg
Los
Tiristores
R
VCC
E1
B1
C1
E2
B2
C2
-
+
Pol.
inversa
+
-
Polarización
directa
Polarización
directa
+
-
La estructura de 4 capas
puede soportar tensión
sin conducir corriente, ya
que una unión queda
polarizada inversamente
La estructura de 3 uniones (4 capas)
R
VCC
E1
B1
C1
E2
B2
C2
-
+
+
-
+
-
Ahora inyectamos corriente
en la unión B1-E1 desde una
fuente externa Vg
iB1
Ahora circula iB1 = ig
por la unión B1-E1
ig

Los
Rg
Vg
R
VCC
iB1
• iB1 genera iC1 = b1·iB1
• Pero iC1 = iB2; por tanto:
• iC2 = b2·iB2 = b2·b1·iB1
• La corriente iB1 será ahora:
iB1’ = ig + iC2 = ig + b2·b1·iB1
• Es decir, iB1’  b2·b1·iB1 >> iB1
iC1
iB2
iC2
ig
iB1’
Conclusiones:
- La corriente de base crece hasta saturar a los dos transistores
- Como consecuencia, el dispositivo se comporta como un
cortocircuito
- La corriente ig puede eliminarse y la situación no cambia
b1
b2
-
+

Los
Tiristores
R
VCC
La estructura de 3 uniones (4 capas)
+
-
0 V
+
-
0 V
-
+
VCC
iCC = 0 A
R
VCC
+
-
0,7 V
+
-
0,7 V
+
-
0,5 V
iCC VCC/R
0,9 V
+
-
• Por tanto, el mismo circuito puede estar en dos estados,
dependiendo de la “historia” anterior:
- Con la estructura de 4
capas sin conducir
- Con la estructura de 4
capas conduciendo
VCC
+
-

Rg
Vg
Los
iCC VCC/R
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas
conduzca? (I)
- Inyectando corriente en B1
(ya explicado)
0,9 V
+
-
R
VCC
B1
- Aumentando mucho VCC: las
corrientes inversas de las uniones
base-colector alcanzan valores
suficientes para la saturación
mutua de los transistores
R
VCC
iCC VCC/R
0,9 V
+
-
iC1
iC2
Esto sólo ocurre cuando
las b son suficientemente
grandes, lo que se alcanza
cuando las corrientes
inversas también lo son

Los
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas
conduzca? (II)
- Sometiendo a la estructura a una
fuerte derivada de tensión: la
corriente de carga de la capacidad
parásita colector base pone en
conducción la estructura
iCC VCC/R
0,9 V
+
-
iC1
iC2
R
VCC
+
iB2
iB1
- Haciendo incidir radiación
(luz) en la zona B1
iCC VCC/R
iC2
iB2
iB1
0,9 V
+
-
R
VCC
B1
Luz

Los
Tiristores El SCR
• Es el tiristor “por antonomasia”
• Su símbolo es como el de un diodo con un
terminal más (la puerta)
• Se enciende (dispara) por puerta
• No se puede apagar por puerta
Ánodo
(A)
Cátodo
(K)
Puerta
(G)
iA
VAK
+
-
P
N-
N
P-
A
K G
Estructura interna

Los
Tiristores El SCR
• Curva característica sin corriente de puerta
-600 V
0
iA [A]
VAK [V]
600 V
Disparo por
sobretensión
ánodo-cátodo
Polarización directa cuando
está ya disparado (como un
diodo en polarización directa)
Polarización inversa
(como un diodo)
Polarización directa a
tensión menor de la
disparo por sobretensión
ánodo-cátodo (como un
diodo en polarización
inversa)

ig = 0
Los
Tiristores El SCR
• Curva característica con corriente de puerta
-600 V
0
iA [A]
VAK [V]
600 V
ig1
ig2
ig3
ig4
Disparo por
sobretensión
ánodo-cátodo
0 < ig1 < ig2 < ig3 < ig4
Disparo
por puerta

Los
Tiristores El SCR
• Disparo por puerta:
- Es el modo de disparo deseado
0 ig
VGK Unión
fría
Zona de disparo
imposible
Rg
Vg
A
K G
iA
VAK
+
- ig
VGK
+
-
Unión caliente
Límite de disipación
de potencia
En disparo se realiza con poca potencia
(bajos niveles de corriente y tensión)
Vg/Rg
Vg
- Para que se mantenga disparado, la corriente ánodo-cátodo
tiene que ser mayor que el valor llamado “latching current”

Los
Tiristores El SCR
• Apagado del SCR :
- No se puede hacer por puerta
- Para apagarse, el valor de su corriente ánodo-cátodo
tiene que bajar por debajo de un valor llamado “corriente
de mantenimiento” (holding current)
- Aunque en el pasado los SCRs se usaban en todo tipo de
convertidores, su dificultad para apagarlos los ha relegado
a conversiones con entrada en alterna y a aplicaciones de
altísima potencia
- En aplicaciones de entrada en continua, se usaban
circuitos auxiliares para conseguir el apagado (con
bobinas, condensadores y SRCs auxiliares)

Los
Tiristores Características de un
ejemplo de SCR

Los
Tiristores El GTO
• Es un SCR que se puede apagar por puerta
• La corriente de encendido es similar a la de
un SCR
• Se apaga por corriente saliente en puerta,
que llega a ser tan grande como un tercio de la
de ánodo-cátodo
• Su capacidad de soportar tensión directa
cuando no está disparado es alta
• Su capacidad de soportar tensión inversa es
muy limitada (unos 30 V)
• Es un dispositivo lento, pensado para
aplicaciones de muy alta potencia
• La estructura interna es muy compleja
Ánodo
(A)
Cátodo
(K)
Puerta
(G)
Símbolo

Los
Tiristores El GTO
Estructura interna de un GTO (obtenida del texto "Power Electronics:
Converters, Applications and Design“ de N. Mohan, T. M. Undeland y W.
P. Robbins. Editorial John Wiley and Sons.)

El TRIAC • Es el equivalente a dos SCRs
conectados en antiparalelo
• No se puede apagar por puerta
Los
Tiristores
Símbolo
Terminal 1
(T1)
Puerta
(G)
Terminal 2
(T2)
T1
G
T2
Equivalente Estructura
interna
P
N-
N
P-
T2
T1
N
N
G

El TRIAC
Los
Tiristores
• Curva característica sin corriente de puerta
-600 V
0
iT2 [A]
VT2T1 [V]
600 V
Disparo por
sobretensión
T2-T1
Polarización inversa: se
comporta como en
polarización directa
Polarización directa a
tensión menor de la
disparo por sobretensión
T2-T1

Los
Tiristores El TRIAC
• Curva característica con corriente de puerta
Disparo
por puerta
ig = 0
ig = 0
ig1
ig2
ig3
Disparo por
sobretensión
T2-T1
Disparo por
sobretensión
T2-T1
ig1 ig2 ig3
-600 V
0
iT2 [A]
VT2T1 [V]
600 V
ig4
ig4
• Las corrientes de
puerta pueden ser
positivas o negativas
• Hay 4 modos posibles:
- Modo I+: VT2T1 > 0 y iG > 0
- Modo I-: VT2T1 > 0 y iG < 0
- Modo III+: VT2T1 < 0 y iG > 0
- Modo III-: VT2T1 < 0 y iG < 0
1
2
3
4
Facilidad
Desaconsejado

Los
Tiristores
• No es un componente de potencia, sino que es un
componente auxiliar para el disparo de TRIACs
• Sólo tiene dos terminales y es simétrico
-30 V
0
iA2 [A]
VA2A1 [V]
30 V
Estructura
interna
P
N
N
P
A2
A1
N
El DIAC
A1
iA2
VA2A1
+
-
A2
Símbolo
Cápsula
DO-35
Ejemplo de DIAC

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