Portable Test Equipment for verifying Radar Warning Systems

A Nuria
Sin su apoyo y comprensión este
libro y estos estudios no habrían
existido nunca

Agradecimientos:
A mis compañeros del departamento
de Defensa y F.F.S.S.
por su
inestimable ayuda y colaboración en
el desarrollo del prototipo, pero en
especial a Juanjo por tener esta idea
y ayudarme a iniciar el proyecto,
Antonio y Luis por su labor de
integración, Mari Carmen por su
ayuda en la construcción y a Mikel
por
todas
esas
tardes
que
compartimos juntos resolviendo
problemas hardware y software. Un
sincero agradecimiento a todos
ellos.

INDICE

RESUMEN........................................................................................................................Pag 1
MEMORIA....................................................................................................................... Pag 3
1. INTRODUCCIÓN............................................................................................ Pag 4
2. DESCRIPCIÓN GLOBAL DEL SISTEMA
2.1 El alertador radar
2.1.1 Introducción....................................................................... Pag 6
2.1.2 Diagrama de bloques del alertador radar.......................... Pag 7
2.2. Parámetros de una señal radar.......................................................... Pag 10
2.3. El generador de emisores radar programable (GRP)
2.3.1 Introducción...................................................................... Pag
2.3.2 Partes fundamentales del GRP.......................................... Pag
2.3.3 Campo de aplicación......................................................... Pag
2.3.4 Nivel de innovación.......................................................... Pag
2.3.5 Fases de desarrollo............................................................ Pag

13
14
15
15
16

3. MÓDULO DE RADIOFRECUENCIA EN BANDA E/J
3.1 Planteamiento de diseño................................................................... Pag 18
3.2 Descripción de componentes de RF
3.2.2 Oscilador YIG................................................................... Pag
3.2.3 Atenuadores....................................................................... Pag
3.2.4 Acoplador direccional de 6dB........................................... Pag
3.2.5 Filtro Cuadruplexor.......................................................... Pag
3.2.6 Switch de RF SP5T........................................................... Pag
3.2.7 Amplificador de salida de RF............................................ Pag
3.2.8 Antena de bocina de banda ancha..................................... Pag

18
27
29
31
32
33
35
36

3.3 Cálculo de parámetros [S]
3.3.2 Parámetros del oscilador YIG........................................... Pag
3.3.3 Parámetros del atenuador de 10 dB................................... Pag
3.3.4 Parámetros del atenuador de 20 dB................................... Pag
3.3.5 Parámetros del acoplador direccional de 6dB................... Pag
3.3.6 Parámetros del Filtro Cuadruplexor.................................. Pag
3.3.7 Parámetros del Switch de RF SP5T.................................. Pag
3.3.8 Parámetros del amplificador de banda ancha.................... Pag

37
38
39
42
45
49
53
59

3.3.9 Parámetros de una línea de transmisión............................ Pag 61
3.4 Análisis de los coeficientes de reflexión
3.4.1 Introducción....................................................................... Pag
3.4.2 Coeficiente de reflexión del amplificador......................... Pag
3.4.3 Coeficiente de reflexión del switch SP5T.......................... Pag
3.4.4 Coeficiente de reflexión del filtro cuadruplexor................ Pag
3.4.5 Coeficiente de reflexión del atenuador de 20 dB............... Pag
3.4.6 Coeficiente de reflexión del acoplador direccional............ Pag
3.4.6.1 Análisis para funcionamiento monoemisión....... Pag
3.4.6.2 Análisis para funcionamiento multiemisión........ Pag
3.4.7 Coeficiente de reflexión del atenuador de 10 dB............... Pag
3.5 Análisis de la potencia generada
3.5.1 Introducción....................................................................... Pag
3.5.2 Potencia transmitida
3.5.2.1 Potencia emitida en modo monoemisión............ Pag
3.5.2.2 Potencia emitida en modo multiemisión............. Pag
3.5.3 Potencia radiada
3.5.3.1 Potencia radiada en modo monoemisión............. Pag
3.5.3.2 Potencia radiada en modo multiemisión............. Pag

64
65
67
70
73
76
78
80
81
83
84
84
85
87

4. TARJETA DE CONTROL DIGITAL
4.1 Planteamiento de diseño................................................................... Pag 90
4.2 Descripción de componentes
4.2.1 Microcontrolador PIC18F876............................................ Pag
4.2.2 Memoria EEPROM 24LC256............................................ Pag
4.2.3 Adaptador MAX233.......................................................... Pag
4.2.4 Oscilador TTL.................................................................... Pag

92
95
97
99

4.3 Diseño de la tarjeta de control............................................................ Pag 100
5. ESTUDIO DE CONSUMO DEL SISTEMA
5.1 Planteamiento de diseño.................................................................. Pag 107
5.2 Análisis de los consumos individuales
5.2.1 Alimentación del oscilador YIG....................................... Pag 108
5.2.2 Alimentación del switch SP5T.......................................... Pag 108
5.2.3 Alimentación del amplificador de RF............................... Pag 109
5.2.4 Alimentación de la tarjeta de control digital..................... Pag 109
5.3 Consumo global
5.3.1 Consumos de 24 voltios.................................................... Pag 110
5.3.2 Consumo de 15 (+) voltios................................................ Pag 110
5.3.3 Consumo de 15 (-) voltios................................................. Pag 110

5.3.4 Consumo de 5 (+) voltios.................................................. Pag 110
5.4 Potencia requerida por el sistema
5.4.1 Potencia de 24 voltios....................................................... Pag 111
5.4.2 Potencia de 15 (+) voltios.................................................. Pag 111
5.4.3 Potencia de 15 (-) voltios................................................... Pag 111
5.4.4 Potencia de 5 (+) voltios.................................................... Pag 111
5.5 Elección del convertidor DC-DC..................................................... Pag 112
5.6 Calculo de características de la batería............................................ Pag 114
5.7 Elección de la batería....................................................................... Pag 116
6. CONCLUSIONES.......................................................................................... Pag 117
PLANOS Y PROGRAMAS
1. PLANOS DE EJECUCIÓN............................................................................ Pag 119
1.1 Esquema. Diseño de la etapa de RF................................................. Pag 121
1.2 Lista de material. Componentes de RF ........................................... Pag 122
1.3 Fotografía: Modulo de radiofrecuencia ............................................ Pag 123
1.4 Esquema: Diseño de la tarjeta de control digital ............................. Pag 124
1.5 Lista de material: Componentes electrónicos de la tarjeta............... Pag 125
1.6 Fotografía: Tarjeta de control digital ................................................ Pag 126
1.7 Esquema: Diseño del modulo de alimentación................................ Pag 127
1.8 Lista de material: Componentes electrónicos .................................. Pag 128
1.9 Fotografía: Convertidores de alimentación ..................................... Pag 129
1.10 Fotografía: Equipo completo con antena ....................................... Pag 130
2. PROGRAMAS DE EJECUCIÓN................................................................... Pag 131
2.1 Software de la tarjeta de control
2.1.1 Lenguaje de programación................................................ Pag 132
2.1.2 Desglose de códigos fuente............................................... Pag 133
2.2 Software del interface de usuario..................................................... Pag 134
2.2.1 Lenguaje de programación................................................ Pag 134
2.2.2 Desglose de códigos fuente
2.2.2.1 Contenido del fichero datos.h............................ Pag 135
2.2.2.2 Contenido del fichero garp.h.............................. Pag 135
2.2.2.3 Contenido del fichero main.c............................. Pag 135
3.2.2.4 Contenido del fichero paneles.c......................... Pag 136
3.2.2.5 Contenido del fichero grp.uir............................. Pag 138

PLIEGO DE CONDICIONES
1. EXIGENCIAS TÉCNICAS........................................................................... Pag 141
2. ESPECIFICACIONES PARTICULARES.................................................... Pag 142
3. PROTOCOLO DE PRUEBAS
3 .1 Introduccción................................................................................... Pag 143
3 .2 Pruebas funcionales
3 .2.1 Verificación de la carga de librería.................................. Pag 144
3 .2.2 Verificación funcional de frecuencia............................... Pag 145
3 .2.3 Prueba funcional de modulación...................................... Pag 146
3 .2.4 Prueba funcional de Multiemisión................................... Pag 149
PRESUPUESTO
1. COSTE DE MATERIAL ............................................................................... Pag 150
2. COSTE DE LA MANO DE OBRA ............................................................... Pag 152
3. COSTE DE EJECUCIÓN .............................................................................. Pag 153
4. HONORARIOS .............................................................................................. Pag 154
5. PRESUPUESTO TOTAL DEL PROYECTO ............................................... Pag 155
MANUAL DE USUARIO
1.PROGRAMA DE CONTROL GARP
1.1 Introducción .................................................................................... Pag 158
1.2 Parámetros de los emisores
1.2.1 Frecuencia ........................................................................ Pag 159
1.2.2 Radiación monoemisión.................................................... Pag 159
1.2.3 Radiación multiemisión.................................................... Pag 160
1.2.4 Modulación ...................................................................... Pag 160
1.2.5 Tiempo de emisión ........................................................... Pag 160
1.2.6 Tiempo de silencio ........................................................... Pag 161
1.2.7 Activación ON/OFF ......................................................... Pag 161
1.3 Comunicación PIC .......................................................................... Pag 162
1.4 Control de emisión
1.4.1 Histograma de emisiones ................................................. Pag 164
1.4.2 Simulación ....................................................................... Pag 165

1.4.3 Radiar................................................................................ Pag 166
1.5 Administración de ficheros
1.5.1 Abrir librería ..................................................................... Pag 167
1.5.2 Guardar librería ................................................................ Pag 168
1.6 Control de programa
1.6.1 Información ...................................................................... Pag 169
1.6.2 Salir .................................................................................. Pag 169
BIBLIOGRAFÍA ............................................................................................................ Pag 170
ANEXO .......................................................................................................................... Pag 174

Trabajo fin de carrera
Diseño de un generador de RF programable para la verificación sistemas alertadores radar

RESUMEN

Se ha diseñado y construido un sistema capaz de generar múltiples señales de
radiofrecuencia (RF) variables en frecuencia, modulación y tiempo de emisión, con el
objeto de simular un emisor radar ficticio y así comprobar el funcionamiento de sistemas
alertadores radar, los cuales están destinados a identificar emisiones generadas por otros
radares.
Dicho sistema está compuesto por un módulo de radiofrecuencia en la banda de
microondas, una tarjeta de control digital basada en microcontroladores que permite
controlar el módulo de RF y un aplicación software sobre LabWindows/CVI para
reprogramar y controlar remotamente todo el sistema, además permite simular el
funcionamiento sin necesidad de radiar ondas electromagnéticas.

PALABRAS CLAVE:
Generador, radiofrecuencia, Radar Warning, microondas, Electronic Warfare (EW),
microcontrolador, RS-232, Labwindows, equipo de test.

Ángel Luis López Zaballos
I.T.T. Sistemas de Telecomunicación

2


1. INTRODUCCIÓN
En situaciones de paz, los sistemas militares parecen relegados a un segundo
plano. Pero tras los atentados del 11-S, 11-M y la Guerra de Irak, la inversión en
armamento y en equipos bélicos ha vuelto a aparecer como prioridad en los
presupuestos públicos de muchos países, lo cual ha propiciado que todos los sistemas
destinados a la seguridad del personal civil y militar sean revisados.
En este ámbito, el sistema alertador es un equipo utilizado con fines militares que
puede estar ubicado en distintas plataformas ya sean aéreas, terrestres o marítimas. Su
misión es detectar, analizar y clasificar señales radar procedentes de diferentes emisores
ya sean conocidos o desconocidos, con el objetivo de determinar el grado de peligrosidad
de dichos emisores (amenazas).
Previo a exponer el sistema a una situación real y posiblemente peligrosa, es
conveniente asegurar su correcto funcionamiento ya que un fallo del sistema provocaría
irremediables consecuencias (víctimas humanas). Es por ello, que necesitaremos de una
herramienta con la capacidad suficiente para simular la presencia de emisores reales y así
verificar la respuesta del sistema alertador ante tales situaciones.
Esta herramienta deberá ser un dispositivo capaz de generar una serie de señales
variables en sus parámetros característicos: frecuencia, potencia y tipo de modulación.
Dichos parámetros podrán ser programados según la necesidades del usuario del sistema
alertador.
Para conseguir este objetivo, se va a diseñar y construir un prototipo, el que se
distinguen tres bloques principales: un módulo de RF, un módulo de control y una
interface con el usuario.
El módulo de RF, está constituido por un generador de señal basado en tecnología
YIG, un sistema de canalización formado por filtros y conmutadores, y una etapa final
de amplificación que se conectará a un sistema radiante (antena). En la memoria se ha
descrito cada uno de los componentes de RF, realizando posteriormente un análisis
matemático de cada elemento y el resultado de la conexión de todos ellos utilizando
como base los parámetros ‘S’. El sistema se ha optimizado para conseguir el mínimo
número elementos de RF manteniendo un sistema de alto rendimiento en un espacio
reducido, debido entre otras cosas al elevado precio de los componentes de RF y al
tamaño una característica importante en una unidad cuyo fin es la portabilidad.

4


El módulo de control, estará constituido por un tarjeta digital que integra
microcontroladores, memorias, adaptadores para comunicación RS-232 y todos las líneas
necesarias por direccionar todos los componentes de RF, es definitiva el cerebro del
sistema. Para realizar este módulo ha sido necesario construir una tarjeta prototipo que
no dispone de pistas realizando todas las conexiones mediante hilos soldados,
asegurandonos así su funcionamiento antes de realizar la producción. En la parte de la
memoria destinada al módulo de control se describe cada uno de los componentes y se
justifica cada una de las conexiones existentes. En la parte final de la memoria se
describe también el software operativo utilizado por los microcontroladores.
Incluyendose en el CD-R adjunto el código fuente al completo, por no aumentar
innecesariamente el tamaño de esta memoria.
En la memoria se ha incluido también un estudio de alimentación, analizándose
todos los componentes que integran el sistema para extraer de ese modo las tensiones
necesarias y los consumos asociados a esas tensiones. El objetivo es dimensionar de
forma adecuada la batería y los convertidores de alimentación necesarios, detallándose
la características necesarias que tienen que tener cada uno de los elementos
Se ha desarrollado una aplicación software que sirve para controlar todo el
sistema y al mismo tiempo de servir de interface de usuario utilizándose como
herramienta de programación CVI/LabWindows. Mediante esta aplicación se puede
gestionar todos los datos mediante librerías, cargar las librerías en la tarjeta de control
digital y posteriormente activar remotamente el equipo para que comience a radiar.


5


2. DESCRIPCIÓN GLOBAL DEL SISTEMA
2.1

El alertador radar

2.1.1. Introducción
La mayor parte de la evolución tecnológica ha tenido como inicio un objetivo
militar, aplicandose posteriormente a fines civiles. El RADAR (Radio Detection And
Rangin) es una prueba de ello. Hoy en día es un sistema que ha evolucionado
utilizándose en multitud de plataformas civiles y militares.

Figura 2.1. Emisión detectada por un alertador radar.

El RADAR[31] es un equipo que obtiene información sobre objetos que se
encuentran en posiciones no determinadas inicialmente, para conseguir este objetivo se
emite un onda electromagnética y se aprovecha la onda reflejada por dicho objeto para
conocer la distancia, la velocidad, la dirección y el tamaño del mismo.

6


El Alertador RADAR es un sistema pasivo, es decir, no emite ninguna señal sin
embargo aprovecha la emisión recibida procedente de un Emisor RADAR para conocer
información del mismo.
Una vez recibida la emisión, se procesa y se obtiene las características de la onda
electromagnética recibida. Comparando dicha información con la almacenada por el
propio sistema se puede determinar características del objetivo que la emitió.
2.1.2. Diagrama de bloques del alertador radar
El alertador radar es un equipo integrado en distintas plataformas ya sean
terrestres, marítimas o aéreas. Independientemente del grupo de proceso todos están
compuestos por la misma estructura:

Antena 1

Receptor 1

Antena 2

Receptor 2

Pantalla

Controles
BLOQUE DE
PROCESO
Otros
sistemas

Antena N

Receptor N

Librerías y
registros

Figura 2.2 Esquema de bloques genérico de un alertador radar.

Bloque de Antenas: Este elemento capta la onda electromagnética emitida por
el emisor radar y la envía al bloque receptor. El bloque de antena debe cubrir por
completo todo el margen de frecuencias a explorar, para ello utiliza una o varias
antenas para conseguir una antena de banda ancha.


7


Receptor: Se utiliza un acoplador, aunque podría ser un divisor para obtener una
muestra de la señal de entrada y tener así dos señales recibidas idénticas en
frecuencia y modulación aunque con una pequeña diferencia de amplitud. El
objetivo es realizar de forma independiente y simultánea la medida de frecuencia
y la medida de los parámetros de modulación [31]:
- La medida de frecuencia necesita realizarse en banda estrecha, por ello el
objetivo del mezclador junto con el oscilador local es concentrar toda la
banda en un margen estrecho variando el oscilador local.
- La obtención de los parámetros de modulación se realiza con un detector
logarítmico de vídeo (DLVA) obteniendo una señal de baja frecuencia
(señal de vídeo) la cual se procesará posteriormente para obtener el PRI y
PW, sin embargo cuando la señal no está modulada (CW) es decir
portadora fija, el receptor la modula en amplitud con una moduladora
interna contante para que el bloque de proceso sea idéntico que cuando la
señal recibida está modulada.

Figura 2.3. Esquema de bloques de uno de los receptores del alertador

Bloque de proceso: A partir de la frecuencia intermedia enviada por el receptor
y mediante procesado digital (DSP) se calcula la frecuencia recibida (F). La señal
de vídeo es utilizada para calcular el AOA y los parámetros de modulación. Este

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proceso se realiza mediante ADC´s(convertidores analógico digital) midiendo así
la amplitud recibida por cada una de las antenas, esto permite mediante
goniometría saber la dirección donde se recibe con máxima amplitud, asignándole
a esta dirección un ángulo que tendrá como referencia un eje físico
predeterminado, a esta diferencia de ángulo es lo que se conoce como AOA
(ángulo de llegada). La obtención del PRI y PW tienen que tener como referencia
a un reloj interno para los cálculos de tiempo.
Con todos los parámetros recibidos se clasifica y almacena los emisores bajo el
nombre de registros, posteriormente estos datos serán almacenados en la memoria
del sistema para su identificación en futuras exploraciones del espectro. Esta
memoria con emisores ya clasificados es lo que se conoce bajo el nombre de
librerías.
Pantalla: se utiliza para mostrar al usuario los emisores recibidos y sus
parámetros.
Controles: permiten inter actuar con el sistema para filtrar y almacenar los
emisores recibidos.
Comunicación de registros y librerías: permite descargar del sistema emisores
almacenados y cargar en el sistema emisores pre-clasificados.
Otros sistemas: en este bloque se contemplan los equipos de contramedidas.
Algunos alertadores radar incorporan funciones de control sobre estos elementos
activos. El objetivo es emitir señales que ayuden a la defensa del sistema ante un
inminente peligro.
De igual modo todos alertadores realizan las siguientes funciones:
Detección: dependerá de la sensibilidad del receptor, cuando más sensible sea,
más emisores detectará y a mayor distancia
.
Localización: haciendo uso de goniometría, se obtiene un parámetro conocido
como AOA (ángulo de llegada)
Identificación: en función de los parámetros medidos y de los datos
almacenados por el sistema [31]
Seguimiento: de los emisoras en la banda radar de trabajo, siempre y cuando lo
permita la sensibilidad del receptor.

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2.2

Parámetros de una señal radar

Toda onda electromagnética está definida por su frecuencia, amplitud y fase.
Modificando algunos de estos parámetros [31] obtendremos una señal completamente
diferente.
Básicamente existen dos formas de emitir una señal de radiofrecuencia, sin
modulación y con modulación, solamente vamos a trabajar con modulaciones amplitud,
aunque existan modulaciones en frecuencia y en fase, para nuestro procesado de señales
radar sólo vamos a modular en amplitud.
Llamaremos onda continua a aquella señal que no se le ha aplicado ninguna tipo
de modulación en amplitud.

Figura 2.4 Características de una onda no modulada

Los parámetros más significativos que se pueden medir al recibir una señal
electromagnética continua son los siguientes:
Frecuencia: En la banda radar se utiliza desde 0.5 Ghz a 40 Ghz.
Amplitud: Se mide en forma de potencia media, siendo habitual medir desde
-80 dBm a 0 dBm.

10


No se utiliza el periodo, dado que estamos trabajando con unidades muy pequeñas,
las cuales no nos dan una idea aproximada de la frecuencia de trabajo.

Figura 2.5. Representación de una onda pulsada.

En las aplicaciones radar, la modulación más utilizada, es aquella realizada con
un tren de pulsos, conocida como onda pulsada [31], que es en definitiva una onda
modulada en amplitud por otra onda de frecuencia inferior.
Los parámetros más significativos que se pueden medir al recibir una señal
electromagnética modulada en amplitud son los siguientes:
Frecuencia (F): igual que para la onda continua (Ghz)
Amplitud (PA): La amplitud de pulso se obtiene de la envolvente de la señal
modulada.


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Periodo de la señal moduladora (PRI) [31]:es el intervalo de repetición de
pulsos, siendo habitual trabajar en ( s o ms.).
Ancho de pulso de la señal moduladora (PW): marca el ciclo de trabajo del tren
de pulsos, siendo habitual trabajar en (ns o s).
Tiempo de llegada (TOA): momento a partir del cual se recibe la señal.
Ángulo de llegada (AOA): Ángulo respecto a un eje físico por el cual se
considera se recibe la señal con mayor amplitud.
Sobre estos parámetros básicos, y que se consideran fijos, se pueden hacer
variaciones en tiempo real por parte del emisor RADAR, para que el alertador RADAR
al no recibir una señal constante en sus parámetros realice mediciones falsas y así llegar
a conclusiones erróneas sobre el emisor.
A continuación se hace un clasificación general sobre los distintos parámetros de
las señales, indicando cuál se puede tratar con el objetivo de confundir al alertador radar.
Parámetros de la onda

Tratamiento

Frecuencia (F)
Período de repetición de pulsos (PRI)
Ancho de pulso (PW)
Amplitud (PA)
Ángulo de llegada (AOA)
Tiempo de llegada (TOA)

SI
SI
SI
SI
NO
NO

Con lo que se pueden recibir distintas señales en el alertador radar:
Ondas pulsadas con PRI, frecuencia y amplitud fija.
Ondas con PRI variable.
Ondas con una sola frecuencia pero variable.
Onda pulsadas en múltiples frecuencias.
Onda pulsada y simultáneamente aplicando variaciones en amplitud.
Onda continua sin ningún tipo de modulación.


12


2.3

El generador de emisores radar programable (GRP)

Este dispositivo tiene la capacidad de generar un conjunto de señales de RF en
la banda de trabajo, con el fin de simular un emisor radar no existente y así verificar el
correcto funcionamiento del alertador radar.
Cada una de las señales que se pueden generar está definida por unos parámetros
[31] que se detallan a continuación y que el sistema es capaz de modificar:
Frecuencia (GHz).
Los armónicos son los múltiplos de la portadora y se pueden eliminar o no.
PRI es el período de la modulación ON/OFF .
PW es el ancho de pulso de modulación ON/OFF.
CW: onda continua es cuando no se aplica modulación de amplitud.
Tiempo de emisión (ms) para cada emisor.
Tiempo de silencio (ms) para cada emisor.
La gestión de todos los parámetros se realiza a través de una aplicación bajo
windows.
Dicha aplicación es un panel de control virtual del Generador de RF, diseñado
para editar las características de emisores que posteriormente emitirá el GRP en forma
de radiación electromagnética. El generador es capaz de emitir cuatro ondas
eletromagnéticas de forma consecutivas,.aunque modificándo la aplicación software
podría ser más, la cantidad que nosotros determináramos.La única limitación es la
memoria de la tarjeta de control que permite hasta 64.
Los emisores se pueden almacenar en un fichero (librería) o se puede enviar al
módulo de control inteligente (microcontrolador PIC) el cual recogerá esta información
y configurará el sistema para que el funcionamiento de radiofrecuencia sea un reflejo fiel
de lo configurado en el panel de control del bloque de RF.
Dispone además de una función de simulación para ver lo que el generador va a
emitir posteriormente, reflejándolo en un gráfica de frecuencia y tiempo. Esto se puede
saber porque tiene asignado unos tiempos para cada emisor previamente.


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2.3.2. Partes fundamentales del generador de RF programable
A continuación se incluye un diagrama de bloques del " Generador de RF
programable para la verificación de un sistema alertador ".

Figura 2.6. Diagrama general del generador de RF programable

Se puede observar cómo el sistema se alimenta de una batería, este elemento es lo
que permite que el sistema sea portátil. Posteriormente el módulo de alimentación
distribuirá cada alimentación a cada componente según las distintas necesidades.
El módulo de control realiza dos funciones:
Control de los elementos activos y programables, entre los que está el
generador de RF y el switch, dado que el acoplador, el filtro cuadruplexor y el
amplificador no necesitan señales de control.
Función de interface mediante la aplicación que está ejecutándose en el PC y
que comanda todo el sistema.

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2.3.3. Campo de aplicación
La mayor parte de la aplicaciones de detección radar de forma pasiva, tienen fines
militares. El GRP pretende dar cobertura a la comprobación de estos sistemas, simulando
situaciones reales y la respuestas de dichos sistemas ante tales señales (amenazas radar).
Estos sistemas de guerra electrónica se verifican en laboratorios, con equipos
montados en bancos de pruebas. El tamaño de estos bancos de pruebas no permite
desplazarlos para cortos intervalos de tiempo, teniendo que diseñar nuevos equipos
portátiles con prestaciones más ajustadas, pero con el mismo objetivo, la verificación
completa antes de una misión.
Dentro de este segmento se encuentra ubicado el GRP, un equipo de poco peso,
con autonomía para más de una hora, y capacidad de prueba instantánea.

2.3.4. Nivel de innovación
Actualmente este trabajo se desarrolla utilizando instrumentación exclusiva
diseñada por marcas de reconocido prestigio (Agilent, Rhode, etc) [32], pero con un alto
coste. Teniendo al mismo limitaciones propias de los trabajos de banco de pruebas de
laboratorio como son el gran espacio requerido para ubicar dichos sistemas.
Un característica destacable de este equipo es su bajo peso y autonomía, lo que
le convierte en un equipo portátil y no portable, para disponer de él en cualquier
ubicación.
Permite tener almacenado las características de una serie de emisores y generarlos
en el instante que se determine comandados por un PC portátil o de sobremesa.
Es el complemento ideal para el mantenimiento de alertadores radar al disponer
de salida externa de RF y vídeo pudiendo utilizarse también como un generador de RF
y/o como un generador de pulsos portátil, es la herramienta ideal para dar un alertador
radar como operativo instantes antes de comenzar una misión..
Es en definitiva un equipo que ofrece un conjunto de soluciones aplicables al
trabajo dentro y fuera de laboratorio.

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2.4

Fases de desarrollo

A continuación se va a detallar las fases empleadas en el desarrollo de este
proyecto, describiendo inicialmente cada uno de los módulos que componen el sistema.
En la figura 2.7 se muestran los tres bloques más representativos del GRP:

Figura 2.7. Esquema de los tres bloques que componen el sistema

Diseño del módulo de radiofrecuencia
Primero se decide la estructura del módulo de RF, los dispositivos a utilizar para
cada función evaluando las distintas alternativas y eligiendo la tecnología a más adecuada
a utilizar. A continuación se realizan los cálculos utilizando como base las hojas técnicas
del fabricante de cada componente y teoría de microondas, dichos cálculos se
comprobarán mediante medidas de parámetros [S] y medidas de potencia haciendo uso
de un analizador de redes vectorial, cada uno de los procesos realizados en estos subapartados se detallará en el apartado dedicado al diseño del módulo de radiofrecuencia.
Diseño del módulo de control
Se decide la estructura general del módulo de control, los dispositivos a utilizar
para cada función, evaluando las distintas alternativas de la elección hecha y eligiendo
la tecnología a utilizar. A continuación utilizando como base las hojas técnicas del
fabricante de cada componente se realiza el diseño. Para realizar éste módulo, se aplica
conocimientos de circuitos digitales avanzados (microcontroladores), teniendo que
dividir parte de la dedicación al diseño hardware de la tarjeta de control y parte al diseño
software de la tarjeta, compaginar ambos desarrollos implica un esfuerzo añadido.


16


Desarrollo del módulo de Interface
Para llevar a cabo el desarrollo de este interface hay que identificar claramente las
funciones que debe realizar esta aplicación software. Se evalúa los distintos paquetes de
programación existentes en el mercado y se realiza la elección más adecuada a los fines
requeridos. Para desarrollar esta tarea se ha utilizado un lenguaje de programación muy
familiar en el mundo de la ingeniería, lenguaje C, que va implementado y particularizado
con aplicaciones especificas en el LabWindows/CVI.
Montaje de interconexión de los distintos módulos
Esta tarea aunque puede parecer la más sencilla no siempre lo es, debido a que en
el proceso de ensamblado de todos los elementos se suelen encontrar dificultades
técnicas que no se habían contemplado a la hora de realizar el diseño (modificaciones de
cableado incompatibles con la ubicación de componentes), obligando a realizar en
algunos casos a realizar un rediseño parcial.
Pruebas finales del prototipo
En el diseño final se tendrá presente que el conjunto debe cumplir los
requerimientos, exigidos en el pliego de condiciones. Para ello se realizan distintas
pruebas, variando todos y cada uno de los parámetros desde la aplicación software.
Utilizando equipos de medida, analizador de espectro, osciloscopio, multímetro,
se comprueba que se generan las señales de radiofrecuencia, señales de vídeo (tren de
pulsos) y señales de control con los niveles adecuados.
En el protocolo de pruebas anexo se reflejan los procedimientos utilizados
para verificar que se cumple el pliego de condiciones.


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3. MÓDULO DE RADIOFRECUENCIA EN BANDA E/J
3.1

Planteamiento de diseño

Con el nombre de banda E/J_ se conoce en la nomenclatura militar a la banda de
frecuencias entre 2 y 18 Ghz.
El objetivo del siguiente diseño, es crear un módulo capaz de generar una señal
de radiofrecuencia con las siguientes características [31]:
Rango de frecuencia de emisión :
2 -18 Ghz (Banda E/J )
Potencia de emisión:
> 20 dBm
Modulación en amplitud por un tren de pulsos de:
Amplitud constante (dBm).
Periodo fijo pero programable para cada emisión (PRI).
Ciclo de trabajo fijo pero programable para cada emisión (PW).
Señal sin modulación es decir una portadora continua (CW)
Para realizar el diseño del módulo de RF necesitamos identificar los bloques
básicos necesarios para formar dicho sistema.
La estructura del sistema tiene que estar compuesto por los siguientes bloques:
Un elemento capaz de generar un portadora estable a la frecuencia que
se determine, pero al mismo tiempo programable en amplio margen de
frecuencias (2-18 Ghz).
Un elemento capaz de alterar la portadora de formas diferentes:
- Modulando en amplitud dicha portadora en función de un tren de
pulsos externo.
- No aplicando ningún tipo de modulación y dejando pasar la señal
sin alternar su forma.
Un elemento que adapte los niveles de amplitud a las exigencias
requeridas.


18


Existen pocos elementos capaces de generar un portadora estable a la frecuencia
que se determine y al mismo tiempo programable en amplio margen de frecuencias
debido a estar trabajando en banda de frecuencias de microondas. Por el contario si
existen distintas soluciones para generar un única frecuencia de trabajo, pero no es el
caso que nos ocupa.
Las soluciones para generar un amplio margen de portadoras en banda E/J son las
siguientes:
Sintetizadores basados en PLL[33], utilizando como referencia un
oscilador de alta precisión. Esta opción tiene como ventajas la estabilidad
en frecuencia y la rapidez en la conmutación de un portadora a otra. El
inconveniente es el elevado precio que hay que pagar para disponer de un
elemento de estas características.
Osciladores basados en tecnología YIG [16]. Esta solución consigue un
estabilidad en frecuencia aceptable tras un periodo de calentamiento. El
inconveniente que tiene es el tiempo necesario para conseguir estabilizar
la portadora, con lo cual no permite cambios de frecuencia en cortos
intervalos de tiempo. La ventaja es que el precio es bastante aceptable en
relación calidad precio.
Por lo cual la se opto por utilizar un oscilador basado en tecnología YIG.
Este dispositivo permite generar un portadora variable dentro del margen de
trabajo necesario, con una potencia de salida fija. Las variaciones de frecuencia son
controladas por un driver especifico que adjunta el fabricante y que entre las muchas
opciones, permite control a nivel TTL. El único inconveniente, es la necesidad de incluir
un dispositivo externo adicional que controle el gran número de señales digitales de
control.


19


Una vez elegido el generador, con el cual podemos entregar la señal con la
frecuencia que deseemos, el siguiente paso es adecuar las características de la señal, es
decir alterar la portadora de dos formas diferentes:
Modulando en amplitud dicha portadora en función de un tren de pulsos
externo.
No aplicando ningún tipo de modulación y dejando pasar la señal sin alternar
su forma.
Para modificar las características de señal en banda E/J es usual utilizar un switch
de RF [20], este componente tienes dos modos de funcionamiento:
Modo On: Switch habilitado, permite el paso a través de él de la señal de RF.
Modo Off: Switch no habilitado, el cual no permite el paso a través de él de la
señal de RF.
Si en lugar de atacar directamente con una señal fija, lo hacemos con un tren de
pulsos determinado, el resultado es una modulación de amplitud. La respuesta del switch
tiene que ser lo suficientemente rápida para replicar la señal que se le está aplicando.
Existen dos tipos de switch [33] para realizar esta función:
Switch electromecánico, similar a un relé pero de alta frecuencia. El
inconveniente de estos tipos de switch es la velocidad de conmutación, se suelen
utilizar para cambios de estado lentos. La ventaja es que soportan potencias altas.
Switch a diodo pin, utilizan tecnología basada en diodos pin para realizar esta
función. Estos switch son muy rápidos y se utilizan para conmutaciones rápidas,
el inconveniente que tienen es que no soportan potencias elevadas.
Por lo que se opto por utilizar un switch a diodo pin, pero en la etapa previa a la
etapa final para que la potencia que tuviera que soportar no fuese elevada.


20


Una vez adecuada la forma de onda debe de disponer de la potencia necesaria para
el fin deseado. En este caso el fin nuestro es emitir una onda electromagnética, en una
determinada dirección. Luego debemos de inyectar suficiente potencia, para que la
atenuación del medio, la ganancia de la antena transmisora y receptora permita al
receptor detectar dicha señal.Según las especificaciones requeridas debe generar una
potencia superior a +20 dBm, luego nuestro amplificador tiene que tener un punto de
compresión superior a esta potencia para que no trabaje en zona no lineal, y una pequeña
ganancia dado que el oscilador YIG entrega una potencia de salida alta.
En el mercado existen infinidad de modelos que cumplen estas características
[33]. Es decir el fabricante entrega una amplia variedad de productos que trabajan en la
frecuencia de trabajo, con distintas ganancias, punto de compresión alto, todo ello
encapsulado y conectorizado según la necesidades del usuario.
Con todo ya tenemos los tres elementos básicos de nuestro "Generador de RF
programable".

SWITCH
OSCILADOR YIG

AMPLIFICADOR RF

RF
IN

OUT

POTENCIA
control digital

E

Figura 3.1. Diagrama de partida del diseño del Generador de RF programable

El siguiente paso es adecuar los distintos niveles de señal, para que ningún
elemento activo trabaje en saturación. Evidentemente el elemento que va a marcar el
nivel de inicio va a ser el oscilador YIG.
El fabricante del switch, entre sus datos no nos informa de la potencia máxima de
entrada que puede soportar. La experiencia obtenida a partir de componentes de la misma
familia, nos hace saber que el Switch soporta potencias de entrada algo superiores a la
entregada por el oscilador YIG. De todas formas siempre es aconsejable hacer trabajar
los componentes, lo más lejos de su limite máximo de funcionamiento, lo cual lo
conseguiremos introduciendo un elemento que introduzca una atenuación extra.

21


SWITCH
OSCILADOR YIG

AMPLIFICADOR
ATENUADOR

RF
IN

OUT

POTENCIA
E

control digital

Figura 3.2. Adaptación de niveles entre oscilador y switch

De igual modo hay que adaptar los niveles de salida del switch y del amplificador.
En este caso sin embargo, el interés radica en obtener la máxima potencia de
salida, sin saturar el amplificador, haciéndolo trabajar al limite del punto de compresión,
es decir donde acaba la zona lineal de trabajo, siempre y cuando la potencia de salida del
switch sea suficiente.
Dado que estamos trabajando con dispositivos de banda ancha, su respuesta, va
a tener ligeras modificaciones a lo largo de toda la banda de trabajo, por ello el modo más
efectivo es realizar una medida empírica, insertado un atenuador variable con suficiente
margen de variación y resolución entre el switch y el amplificador.
El atenuador elegido [19]para esta prueba varía de 0 a 60 dB en pasos de 1dB,
obteniendo como valor óptimo, el valor que atenuado 1 dB no produzca a la salida del
amplificador una diferencia de 1 dB, consideraremos entonces que está fuera de la zona
lineal.

SWITCH
ATENUADOR

AMPLIFICADOR
IN

OUT

VARIABLE
POTENCIA
E

Figura 3.3. Configuración para obtener valor del atenuador entre switch y amplificador

Una vez finalizada esta prueba, insertamos un atenuador fijo, con el valor obtenido en
dicha prueba.

22


Podría parecer que el diseño ha finalizado, pero habríamos obviado un detalle
bastante importante en esta aplicación, la generación de armónicos por el oscilador YIG.
Dichos armónicos (segundo y tercero) de la portadora, son de una potencia suficiente
para que el amplificador, detecte y amplifique dichas señales generando nuestro sistema
señales no deseadas.
Se debe rediseñar el sistema y aprovechar esa deficiencia para sacar una virtud de
un defecto inicial del equipo.
En este caso el generador de RF está orientado a verificar el funcionamiento de
un sistema alertador. Todo alertador tiene como misión detectar, analizar y clasificar
señales radar procedentes de diferentes emisores, luego si nuestro sistema emite la
portadora junto a los armónicos, el sistema identificaría a 3 emisores diferentes. Una
aplicación bastante interesante, siempre y cuando se quiera verificar como responde ante
tres estímulos simultáneos.
Evidentemente no podemos dejar que el sistema funcione únicamente de este
modo, eso si, lo vamos a utilizar como complemento al resto de funciones.
Por lo tanto hay que replantear de nuevo el diseño del conjunto, con el objeto de
eliminar dichos armónicos, cuando no se deseen.
Se introduce nuevos componentes de RF para separar estos dos modos de
funcionamiento:
Modo Multiemisión: generación de portadora y armónicos.
Modo Monoemisión: generación de portadora y supresión de armónicos.
Por un lado se introduce un acoplador direccional para obtener una muestra de la
señal generada ( podría haberse utilizado un divisor) y así tener dos fuentes de la señal
generada una más atenuada que la otra. La salida directa será utilizada en el modo
Monoemisión y deberá eliminar posteriormente los armónicos, mientras que la salida
acoplada será utilizada en modo Multiemisión y no eliminará los armónicos.
También se incluye un filtro cuadruplexor, este componente tiene como misión
filtrar y canalizar un ancho de banda determinado, es decir todas las componentes
espectrales de 2 a 18 GHz serán filtradas por 4 filtros que están incluidos dentro del
encapsulado con el nombre de filtro cuadruplexor.

23


OSCILADOR YIG
ATENUADOR 10 dB

ACOPLADOR
IN

OUT
6 dB

CUADRUPLEXOR

SWITCH SP5T
AMPLIFICADOR RF

BANDA 1

P1
P2

ATENUADOR 20 dB
BANDA 2

COMUN

P3

IN

OUT

P4

IN
BANDA 3

P5

POTENCIA

BANDA 4

Figura 3.4. Diagrama general del modulo de RF excepto antena

Las distintas sub-bandas están dividas del siguiente modo:
Banda 1: la salida del filtro Paso-Bajo esta en el intervalo de 2 a 4 GHz
Banda 2: la salida del filtro Paso-Banda esta en el intervalo de 4 a 8 GHz
Banda 3: la salida del filtro Paso-Banda esta en el intervalo de 8 a 12 GHz
Banda 4: la salida del filtro Paso-Alto esta en el intervalo de 12 a 18 GHz
La razón de la canalización es obvia, evitar el segundo y tercer armónico
producido por el oscilador YIG.
Una vez que tenemos canalizada cada banda, el switch de RF debe de habilitar la
entrada correspondiente a la banda de donde proceda la portadora quedando de este
modo los armónicos fuera de la banda de emisión.


24


Siendo los componentes del sistema de banda ancha (2-18 GHz):
Oscilador YIG
Atenuadores fijo
Acoplador direccional de 6dB
Filtro cuadruplexor (entrada)
Switch SP5T
Amplificador
Antena de bocina
Excepto las salidas del filtro cuadruplexor, se ha dejado un entrada del switch
destinada a trabajar con toda la banda de trabajo de este modo aprovechamos los
armónicos del oscilador YIG para convertir el generador en un sistema multiemisión.
Las características de la multiemisión están limitadas a los múltiplos de la
portadora principal generada (armónicos).

AMPLIFICADOR

IN

OUT

CABLE DE RF
FLEXIBLE

BOCINA RF

POTENCIA

Figura 3.5. Ultima etapa del generador de RF

La última etapa corresponde a la salida del amplificador que entregará toda la
potencia generada a la antena a través de una línea de transmisión, que es un cable de
RF.


25


3.2

Descripción de componentes de RF

3.2.1 Introducción
Los dispositivos de microondas utilizados en el modulo de RF son en definitiva
circuitos de alta frecuencia formado por componentes discretos, líneas de transmisión
en el caso de los circuitos pasivos y la inclusión de diodos y transistores polarizados por
distintas tensiones para el caso de los dispositivos activos.
Los circuitos pasivos de RF [3] utilizados en este sistema están caracterizados
siempre suponiendo que su terminación [1] será Zo = 50 ohmios,de igual modo el
generador que inyecta la señal tiene una impedancia Zg = Z o = 50 ohmios, y la matriz de
parámetros S del dispositivo esta referenciada a Zo.
Los circuitos activos de este sistema, como el amplificador, trabajan de un modo
estable con una ganancia de potencia constante siempre que se trabaje en la zona lineal.
Los diodos de igual modo, siempre que no se supere la potencia de entrada máxima, y
exista una potencia mínima de entrada para su excitación trabajarán en la zona lineal.
A continuación se va describir las características de cada uno de los componentes
utilizados en el modulo de RF del GRP.


26


3.2.2 Oscilador YIG
El funcionamiento se basa en que el material de ferrita resuena a la frecuencia
de microondas cuando está inmenso en un campo magnético de corriente continua.
Esta resonancia es directamente proporcional a la cantidad de campo aplicado siendo
muy lineal. Esta linealidad le permite utilizarlo en aplicaciones de banda ancha, al
poder funcionar en múltiples octavas.
El campo magnético es generado utilizando materiales electromagnéticos,
materiales que son magnéticos permanentemente o usando combinación de ambas
tecnologías.
El YIG (Yttrium Iron Garnet) [16] es un cristal con un factor Q muy elevado. El
alto valor de Q hace que tenga un ruido de muy fase muy bajo, y además permite que un
mismo dispositivo oscile en múltiples octavas, para conseguirlo con otros dispositivos
sería necesario aunar las capacidades de varios elementos.
La fabricación se realiza a partir de pequeños cubos no uniforme de material YIG,
siendo esta no uniformidad lo que le permite que el circuito resuene. Todos estos
pequeños cubos YIG, se meten dentro de un recipiente esférico. El tamaño de esta esfera
varía entre 10 y 30 milímetros y está montada generalmente en el centro barra metálica
curvada.
Las razones de la composición de su estructura son las siguientes:
La barra actúa como sintonizador
para orientar la esfera YIG y que así
resuene el circuito.

Figura 3.6. Imagen de la ubicación de la
esfera YIG.


Conseguir un mejor rendimiento,
manteniendo la temperatura constante,
la barra es un conductor que
proporciona calentamiento de dicha
esfera YIG.

27


Para controlar y generar la corriente que creará campo magnético, existen tres
tipos básicos de topología, utilizando:
Transistor FET con puerta común, el
drenador actúa como salida.
Transistor bipolar con base común,
siendo habitual en este tipo de
configuración que el colector actúe
como salida.
Transistor FET con fuente común, en
este caso por la puerta circulará la
corriente, que proporcionalmente creará
un campo magnético.
La topología utilizada por el oscilador
elegido es en puerta común, dado que es la que
dispone de más ancho de banda.
Figura 3.7. Topologías utilizadas para
controlar el campo magnético.

De todas las especificaciones que indica el fabricante, se han obviado las
referentes a la fase porque no son de nuestro interés para esta aplicación.

OSCILADOR YIG

Frecuencia
PDG min
Incremento PDG
Pmin 2ºArmonico
Pmin 3ºArmonico
Pmin Espureos

= 2-18 GHz
= +13 dBm
= ± 3 dB
= -12 dBc
= -12 dBc
= -60 dBc

Figura 3.8. Esquema del oscilador YIG a nivel de RF


28


3.2.3 Atenuadores
Los atenuadores son redes resistivas puras o bien filtros LC que introducen
perdidas de inserción definidas entre los elementos que se introducen. En nuestro caso
es un elemento que se vende ya conectorizado SMA [19]y existen multitud de fabricantes
con características similares, hemos elegido la marca Mini-Circuits por la variedad que
dispone en valores de atenuación.
Lo destacable de estos elementos,
sobre todo cuando se trabaja en banda
ancha, en nuestro caso de 2-18 GHz, es
que sea lo más uniforme posible en todo
el margen de trabajo, y con unas perdidas
por retorno bajas (ROE).

ATENUADOR 10 dB

Figura 3.9. El atenuador es considerado un
elemento pasivo de 2 puertas

Frecuencia
Mhz
2000,00
4000,00
6000,00
8000,00
10000,00
12000,00
14000,00
16000,00
18000,00

Atenuación (dB)
Media
9,95
9,99
10,01
10,05
10,12
10,18
9,97
9,97
10,04

Desviación
0,02
0,01
0,01
0,01
0,03
0,10
0,15
0,18
0,21

VSWR
Media
1,03
1,04
1,06
1,05
1,10
1,10
1,16
1,22
1,19

Desviación
0,00
0,00
0,01
0,01
0,02
0,03
0,04
0,04
0,04

Se muestra en la tabla anterior los valores para un atenuador de valor nominal
10 dB, ofrecida por el fabricante
Los valores están definidos sólo para frecuencias discretas dentro de toda la banda
de trabajo.

29


Para un valor de atenuación nominal de 20 dB, la tabla adjunta es distinta, no sólo
por el valor nominal, sino también por las diferencias de ROE y perdidas de inserción.

ATENUADOR 20 dB

Figura 3.10. El atenuador es considerado un
elemento pasivo de 2 puertas.

Frecuencia
Mhz
2000,00
4000,00
6000,00
8000,00
10000,00
12000,00
14000,00
16000,00
18000,00

Atenuación (dB)
Media
19,64
19,67
19,71
19,80
19,81
19,81
20,06
20,17
20,30

Desviación
0,07
0,08
0,09
0,13
0,14
0,16
0,26
0,29
0,32

VSWR
Media
1,01
1,02
1,03
1,05
1,06
1,05
1,06
1,10
1,11

Desviación
0,00
0,00
0,00
0,01
0,01
0,01
0,00
0,00
0,01

Los valores están definidos sólo para frecuencias discretas dentro de toda la banda
de trabajo, al igual que para el atenuador de 10 dB.


30


3.2.4 Acoplador direccional de 6 dB
Este dispositivo esta fabricado con líneas microstrip lo cual limita su rango de
frecuencias a 18 GHz,, se ha elegido un modelo de la marca Narda [13]por sus bajas
perdidas.Dispone de cuatro puertas de acceso, aunque una de ellas en concreto la menos
privilegiada no se utiliza. Se ha utilizado como puerta de entrada la puerta directa y la
puerta acoplada con 6 dB menos que la directa.
La potencia que estamos inyectando por la puerta de entrada sale por la puerta
directa atenuada solamente por las perdidas de inserción del componente. Por ello a la
hora de elegir un componente se ha buscando que tuviera un perdidas de inserción
mínimas dentro de la banda de
trabajo, considerando que es un
dispositivo de banda ancha.
ACOPLADOR DIRECCIONAL 6dB

Especificaciones del acoplador
direccional de 6 dB:
Frecuencia
= 2-18 GHz
= 6 dB
Acoplamiento
Directividad 2-12.4GHz = 15 dB
Directividad 12.4-18GHz = 12 dB
= 2 dB
L. inserción MAX
= 1.5 dB
VSWR MAX
Figura 3.11. El acoplador direccional es considerado un
elemento pasivo de 4 puertas.

Otra característica muy importante es que el dispositivo consiga que las perdidas
por reflexión en cada una de las entradas sea mínimas para ello el valor de VSWR debe
ser mínimo idealmente una relación de 1:1.


31


3.2.5 Filtro cuadruplexor
Este componente está compuesto por la suma cuatro filtros integrados en un
mismo encapsulado y que se distribuyen a través de las 4 puertas de salida que tiene, sin
embargo como todo filtro sólo tiene una puerta de entrada.
La particularidad de este filtro radica en el uso de sistemas donde sea necesario
una canalización. Es decir este dispositivo [33]es el equivalente a un divisor de 4 salidas,
salvo que la potencia en cada una de las salidas no es 6 dB menos, sino solamente 1.5,
el motivo es que no existe potencia en todas las puertas simultáneamente, sino sólo en
1, la correspondiente a la banda de trabajo utilizada.

FILTRO CUADRUPLEXOR

2-18 GHz

2-4 GHz

4-8 GHz

8-12 GHz

12-18 GHz

Todo esto permite canalizar
toda la banda de trabajo, que en
nuestro caso es de 2-18 GHz,
en 4 sub-bandas.
Especificaciones
cuadruplexor:
Frecuencia
Aislamiento
Puerta 1
Puerta 2
Puerta 3
Puerta 4
Puerta 5
L. ins. M AX
VSWR MAX

del

filtro

= 2-18 GHz
> 60 dB
= 2 - 18 GHz
= 2 - 4 GHz
= 4 - 8 GHz
= 8 - 12 GHz
= 12 - 18 GHz
< 1.5 dB
= 1.5

Figura 3.12 El filtro cuadruplexor se encarga de canalizar toda
la banda de trabajo en cuatro sub-bandas.


32


3.2.6 Switch de RF SP5T
Se ha utilizado un switch a diodo pin de la marca Sierra Microwave [20] por su
relación calidad-precio. Este dispositivo es capaz de utilizarse como conmutador para el
control de la señal de radiofrecuencia. Dependiendo del número de señales que controle
tendrá una siglas, clasificándose del siguiente modo:
SPST (single): Este componente tiene una sola puerta de entrada y otra de
salida.
SPDT (double): Con este nombre hacemos referencia a los conmutadores,
dispone de una puerta de entrada y dos de salida o 1 de salida y dos entrada
siempre que el dispositivo sea bidireccional.
SP3T (3): Este tipo de conmutadores se caracteriza por disponer de 3 puertas
seleccionables, dispone de una puerta de entrada y tres de salida o 1 de salida y
3 de entrada siempre que el dispositivo sea bidireccional.
SP4T (4): Este modelo hace referencia a los conmutadores de 4 puertas
seleccionables el funcionamiento es análogo a los anteriores.
SP5T (5): Con este otro nombre se caracteriza el componente seleccionado
debido a que dispone de 5 entradas y 1 salida.
El motivo es que tenemos que extraer la señal procedente de 5 fuentes distintas,
cuatro de ellas procedentes del filtro cuadruplexor (cuatro sub-bandas) y la otra
procedente de la salida acoplada que entrega toda la banda completa.
Este elemento necesita alimentación para su funcionamiento además de un señales
de control que permitirán habilitar cada una de las puertas siguiendo un tabla de verdad
entregada por el fabricante.
El siguiente paso a la hora de elegir un switch es requerir que funcione dentro de
la banda de trabajo, en nuestro caso no funciona de 2 a 18 GHz, sino que funciona de 0.5
a 18 Ghz, la razón es que se dispone de un stock mayor en el mercado lo que permite
obtener un precio más bajo, esto no supone ningún problema porque no vamos a generar
señales por debajo de 2 GHz.


33


Las especificaciones del
switch de RF SP5T son las
siguientes:

P1
SWITCH SP5T

P2

P4

P5

= 0.5 -18
> 60 dB

L. inserción 0.5 - 4GHz
L. inserción 4 8 GHz
L. inserción 8 12GHz
L. inserción 12 18GHz

= 2.1 dB
= 2.7 dB
= 2.8 dB
= 3.7 dB

VSWR 05

P0

Frecuencia (Ghz)
Aislamiento

P3

= 2.01

18GHz MAX

Figura 3.13. El switch SP5T dispone de 5 entradas y una
salida de RF.

Al igual que el resto de dispositivos de RF tiene todas sus puertas con impedancia
referenciada a 50 ohmios, el valor VSWR debe de ser el menor posible, en este caso el
fabricante indica un valor máximo sin especificar en que sub-banda de trabajo (0.518GHz) se comporta peor aunque evidentemente podemos suponer que a medida que
aumentamos la frecuencia aumenta la desadaptación por lo que también aumentará las
perdidas por inserción


34


3.2.7 Amplificador de salida de RF
Se ha elegido un amplificador de la marca Narda [14] para disponer de una etapa
final de potencia constante en un amplio ancho de banda (2-18GHz), en este caso la
potencia de salida no es una potencia muy elevada en comparación con otras
aplicaciones (comunicaciones por satélite, Emisores Radar) donde la potencia puede ser
de decenas o miles de watios. En nuestro caso la potencia de salida es de tan sólo medio
watio, el motivo es que la distancia de trabajo se reduce a unas pocas decenas de metros,
y el equipo receptor que vamos a verificar tiene una gran sensibilidad porque está
preparado detectar señales lejanas.
La potencia de salida está limitada por el punto de compresión, siendo la ganancia
constante en la banda de trabajo, deberemos ajustar mediante un atenuador la potencia
de entrada al amplificador de este modo conseguimos que el amplificador trabaje en el
limite del punto de compresión y así aprovechar de un modo más eficiente las
características del amplificador.

AMPLIFICADOR RF

IN

OUT

POTENCIA

Especificaciones del amplificador:
Frecuencia
= 2 -18 GHz
= 30 dB
Ganancia mínima
Punto de compresión= +27 dBm
Producto I. 3er orden = +35 dBm
= 2.0
VSWR(IN) MAX
VSWR(OUT) MAX = 2.0

Figura 3.14. El amplificador de RF es considerado un
elemento de RF de 2 puertas.

Haciendo trabajar al amplificador dentro de la zona lineal se evitará que se
produzcan productos de intermodulación, por ello debe trabajar al final de la zona lineal
pero justo antes del punto de compresión.
Evidentemente el amplificador debe ser de banda ancha (2-18Ghz). Como todo
dispositivo de RF las perdidas por retorno deben ser las mínimas fijando el fabricante el
valor máximo de ROE en toda la banda de trabajo.


35


3.2.8 Antena de bocina de banda ancha
Dado que el generador de RF está orientado a verificar alertadores que trabajan
en banda ancha, la antena [15] debe tener la capacidad de radiar ondas electromagnéticas
en todo el ancho de banda del alertador, manteniendo una ganancia media en toda la
banda suficiente para excitar al alertador. Este es el caso de la antena del fabricante BAE
SYSTEM.

Especificaciones de la antena de bocina:
Rango de frecuencia = 2 -18 GHz
Ganancia media isótropa = 11 dBi
= 2.5
VSWR TYP

Figura 3.15. Antena de bocina

Las antenas de ranuras son elementos que poseen anchos de banda pequeños pero
pero si se agrandan mediante abocinamientos se consiguen anchos de banda grandes.
Incrementar más dicha banda de trabajo de una bocina se consigue introduciendo
longitudinalmente en el plano central de simetría dos "ridges" (crestas) las cuales se van
reduciendo longitudinalmente al ir abriendo la bocina.
Por todo esto se ha elegido como sistema radiante una antena de estas
características.


36


3.3

Cálculo de parámetros [S]

3.3.1 Introducción
Dado que el sistema es de banda ancha, para su funcionamiento óptimo se ha
canalizado en 4 sub-bandas, se ha elegido una serie de frecuencias discretas para el
análisis pero a su vez cubran la banda (2-18 Ghz):
Componente
Oscilador YIG
Atenuadores
F.cuadruplexor
Switch
Amplificador
Antena
Monoemisión
Multiemesión

Frecuencia (GHz)
2 4 6 8 10 12 14 16 18
X
X
X X X X X X X X X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
Frecuencias seleccionadas
X
X
X
X
X
X
X

Las frecuencias elegidas para el análisis son en modo monoemisión:
Banda 1 = 2GHz
Banda 2 = 6GHz
Banda 3 = 10GHz
Banda 4 = 18GHz
Las frecuencias elegidas para el análisis son en modo multiemisión:
Banda 1 = 6GHz
Banda 2 = 12GHz
Banda 3 = 18GHz


37


3.3.2. Parámetros del oscilador YIG
Como el oscilador [16] va a ser nuestro generador de potencia, no se calcula sus
parámetros [S].

Zo

PDG

Figura 3.16. Esquema equivalente del generador de RF.

Nos interesa saber del generador:
La potencia que pueda entregar
Las frecuencias distintas que puede generar
Las señales espureas que generará

PDG min
Pmin 2ºArmonico
Pmin 3ºArmonico
Pmin Espureos

= +13 dBm
= -12 dBc
= -12 dBc
= -60 dBc


38


3.3.3. Parámetros del atenuador de 10 dB
La matriz de parámetros ‘S’ [5]de un atenuador viene determinada del siguiente
modo:
:

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

=

γ
α

α
γ

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2

Zo

[ S ]

PDG

Zo

Figura 3.17. Esquema de obtneción de parámetros 'S' de un dispositivo de dos puertas

que en este caso podemos obtener:
Li(dB) = Li1(dB) = -20 log ( S12 ) = Li2(dB) = -20 log ( S 21 )
Lr(dB) = Lr1(dB) = -20 log ( S11 ) = Lr2(dB) = -20 log ( S22 )
Las perdidas de inserción (atenuación) depende de la frecuencia.
Li(2 GHz) = 09.95 dB
Li(6 GHz) = 10.01 dB
Li(10 GHz) = 10.12 dB

39


Li(12 GHz) = 10.18 dB
Li(18 GHz) = 10.04 dB
De igual modo la relación de onda estacionarias para las distintas frecuencias:
ROE(2 GHz)
ROE(6 GHz)
ROE(10 GHz)
ROE(12 GHz)
ROE(18 GHz)

=
=
=
=
=

1.03
1.06
1.10
1.10
1.19

despejando:

S11 = S22 =

ROE − 1
ROE + 1

S12 = S21 = 10

− LI
20

Los módulos de los parámetros ' S ' del atenuador de 10 dB para una frecuencia
de 2 GHz son los siguientes:

S11 = S22 = 0.015
S12 = S21 = 0.318

S11 = S22 = 0.029
S12 = S21 = 0.315


40


S11 = S22 = 0.048
S12 = S21 = 0.312


S11 = S22 = 0.048
S12 = S21 = 0.310

S11 = S22 = 0.087
S12 = S21 = 0.315


41


3.3.4. Parámetros del atenuador de 20 dB
La matriz de parámetros ‘S’ de un atenuador [5] viene determinada del siguiente
modo:

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

=

γ
α

α
γ

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2

Zo

[ S ]

PDG

Zo

Figura 3.18. Los parámetros 'S' del atenuador de 20 dB se obtienen de igual modo que para el
atenuador de 10 dB

Lr(dB) = Lr1(dB) = -20 log ( S11 ) = Lr2(dB) = -20 log ( S22 )


42


Las perdidas de inserción (atenuación) depende de la frecuencia.
Li(2 GHz)
Li(6 GHz)
Li(10 GHz)
Li(12 GHz)
Li(18 GHz)

=
=
=
=
=

19.64 dB
19.71 dB
19.81 dB
19.81 dB
20.31 dB

De igual modo la relación de onda estacionarias para las distintas frecuencias:
ROE(2 GHz)
ROE(6 GHz)
ROE(10 GHz)
ROE(12 GHz)
ROE(18 GHz)

=
=
=
=
=

1.01
1.03
1.06
1.05
1.11

despejando:

S11 = S22 =

ROE − 1
ROE + 1

S12 = S21 = 10

− LI
20


S11 = S22 = 0.005
S12 = S21 = 0.104

S11 = S22 = 0.015
S12 = S21 = 0.103

43



S11 = S22 = 0.029
S12 = S21 = 0.102

S11 = S22 = 0.024
S12 = S21 = 0.102

S11 = S22 = 0.052
S12 = S21 = 0.097


44


3.3.5. Parámetros del acoplador direccional de 6 dB
La matriz de parámetros ‘S’ de un acoplador direccional [3] viene determinada
del siguiente modo:

[S ]zo

S11
S
= 21
S31
S 41

b1 = S11 a1 +
b2= S21 a1 +
b3 = S31 a1 +
b4 = S41 a1 +

S12
S 22
S32
S 42

S12 a2
S22 a2
S32 a2
S42 a2

S13
S 23
S33
S 43

+
+
+
+

S14
S 24
S34
S 44

S13 a3 +
S23 a3 +
S33 a3 +
S43 a3 +

S14 a4
S24 a4
S34 a4
S44 a4

Zo
ACOPLADOR DIRECCIONAL 6dB
PDG

Zo

Zo

Zo

Figura 3.19. Esquema de un acoplador direccional de 6 dB.

pudiendo obtener las siguientes características:
Las perdidas de inserción:
Li(dB) = -20 log ( S12 ) = -20 log ( S 34 )

45


El factor de acoplamiento:
C(dB) = -20 log ( S13 ) = -20 log ( S 24 )
El aislamiento:
I(dB) = -20 log ( S14 )
Las perdidas de retorno:
Lr(dB) = -20 log ( S11 )
La directividad:
D(dB) = I(dB) - C(dB)
Las perdidas de inserción (atenuación) del fabricante nos asegura serán siempre
inferiores a :
Li(2-18 GHz) = 2 dB
despejando:

S21 = S12 = S43 = S34 = 10

− LI
20

= 0.794

El factor de acoplamiento es una característica propia de este acoplador
direccional:
C(dB) = 6 dB
despejando:

S13 = S24 = 10

−C
20


= 0.501

46


El valor VSWR=ROE también no asegura el fabricante no superará el valor:
ROE(2-18 GHz) = 1.4
despejando:

S11 = S22 = S33 = S44 =

ROE − 1
= 0.167
ROE + 1

La directividad es un valor que se puede dar como diferencia del aislamiento y el
factor de acoplamiento y que en este caso varia sustancialmente según la frecuencia:
D(2 - 12.4 GHz) = 15 dB
D(12.4 - 18 GHz) = 12 dB
I(dB) = D(dB) + C(dB):

Como D(dB) = I(dB) - C(dB)
I(2 - 12.4 GHz) = 15 + 6 = 21 dB
I(12.4 - 18 GHz) = 12 + 6 = 18 dB
despejando (2-12.4GHz):

S41 = S23 = S33 = 10

−I
20

= 0.089

y para las frecuencia de 12.4GHz a 18 GHz:

S41 = S23 = S33 = 10

−I
20

= 0.126

quedando los módulos de parámetros [S] para las distintas frecuencias:


47


Para el rango de frecuencia 2 -12.4 GHz es:

S11 = 0.167 S12 = 0.794 S13 = 0.501 S14 = 0.089
S21 = 0.794 S22 = 0.167 S23 = 0.089 S24 = 0.501
S31 = 0.501 S32 = 0.089 S33 = 0.167 S34 = 0.794
S41 = 0.089 S42 = 0.501 S43 = 0.794 S44 = 0.167
Para el rango de frecuencia 12.4 - 18 GHz es:

S11 = 0.167 S12 = 0.794 S13 = 0.501 S14 = 0.126
S21 = 0.794 S22 = 0.167 S23 = 0.126 S24 = 0.501
S31 = 0.501 S32 = 0.126 S33 = 0.167 S34 = 0.794
S41 = 0.126 S42 = 0.501 S43 = 0.794 S44 = 0.167


48


3.3.6. Parámetros del filtro cuadruplexor

Zo
FILTRO CUADRUPLEXOR

PDG

2-4 GHz

Zo

4-8 GHz

Zo

8-12 GHz

Zo

12-18 GHz

2-18 GHz

Zo

Figura 3.20. Esquema de obtención de parámetros 'S' de un filtro cuadruplexor

La matriz de parámetros ‘S’ de un filtro cuadruplexor viene determinada del
siguiente modo:

S11

S13

S14

S15

S 21

S 22

S 23

S 24

S 25

S31

S32

S33

S34

S35

S 41

S 42

S 43

S 44

S 45

S51

[S ]zo =

S12

S52

S53

S54

S55


49


b1 = S11 a1 +
b2= S21 a1 +
b3 = S31 a1 +
b4 = S41 a1 +
b5 = S51 a1 +

S12 a2
S22 a2
S32 a2
S42 a2
S52 a2

+
+
+
+
+

S13 a3 +
S23 a3 +
S33 a3 +
S43 a3 +
S53 a3 +

S14 a4 +
S24 a4 +
S34 a4 +
S44 a4 +
S54 a4 +

S15 a5
S25 a5
S35 a5
S45 a5
S55 a5

Dado que el fabricante nos indica un aislamiento para distintas puertas y
frecuencias superior a 60 dB por ejemplo:

S32 = 10

− Aislamient o
20

= 0.001 0

luego podemos aproximar a cero todos los parámetros de aislamiento:

S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S42 = 0

S43 = 0

S45 = 0

S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

quedando entonces la matriz del siguiente modo:

S11

S13

S14

S15

S 21

S 22

0

0

0

S31

S 32

S33

S34

S35

S 41

0

0

S 44

0

S51

[S ]zo =

S12

0

0

0

S55

podemos simplificar nuestro circuito como cuatro circuitos iguales de dos puertas

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

=

γ
α

α
γ

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2

50


quedando el circuito del siguiente modo para las conexiones entre:

Zo

[ S ]

PDG

Zo

Figura 3.21. Los parámetros 'S' del atenuador de 20 dB se obtienen de igual modo
que para el atenuador de 10 dB

Puerta 1 y Puerta 2
Puerta 1 y Puerta 3
Puerta 1 y Puerta 4
Puerta 1 y Puerta 5
Las perdidas de inserción (atenuación) del fabricante nos asegura serán inferiores
al siguiente valor:
Li(2-18 GHz)

= 1.5 dB

despejando:

S12 = S21 =10
S13 = S31 = 10
S14 = S41 =10
S15 = S51 =10

− LI
20
− LI
20

− LI
20
− LI
20

= 0.841
= 0.841
= 0.841
= 0.841


51


El valor VSWR=ROE también no asegura el fabricante no superará el valor:
ROE(2-18 GHz) = 1.5
despejando:

S11 = S22 = S33 = S44 = S55 =

ROE − 1
= 0.25
ROE + 1

quedando la matriz de parámetros [S] para toda la banda de trabajo:

S11 = 0.25

S12 = 0.841 S13 = 0.841 S14 = 0.841 S15 = 0.841

S21 = 0.841 S22 = 0.25

S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S31 = 0.841 S32 = 0

S33 = 0.25

S34 = 0

S35 = 0

S41 = 0.841 S42 = 0

S43 = 0

S44 = 0.25

S45 = 0

S51 = 0.841 S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

S55 = 0.25


52


3.3.7. Parámetros del switch SP5T
Este componente dispone de una salida/entrada, en nuestro caso salida,
seleccionable mediante conmutación [6]con cada una de las cinco entradas.

Zo

P2

P1
SWITCH SP5T

Zo

P3

P2
Zo

Zo

P4

P3

Zo

P5

Zo

P6

P1

P4

P5

P0

PDG

Figura 3.22. Esquema para obtención de parámetros ‘S’de un
switch SP5T.

La matriz de parámetros ‘S’ genérica de un elemento de 5 entradas/salidas y una
salida/entrada es la siguiente.

S11

S13

S14

S15

S16

S 21
S31

S 22
S32

S 23
S33

S 24
S34

S 25
S35

S 26
S36

S 41

S 42

S 43

S 44

S 45

S 46

S51

S52

S53

S54

S55

S56

S 61

[S ]zo =

S12

S 62

S63

S 64

S 65

S66


53


siendo las siguientes ecuaciones las que reflejan la relación entre cada una de las puertas:
b1 = S11 a1 +
b2= S21 a1 +
b3 = S31 a1 +
b4 = S41 a1 +
b5 = S51 a1 +
b6 = S61 a1 +

S12 a2
S22 a2
S32 a2
S42 a2
S52 a2
S62 a2

+
+
+
+
+
+

S13 a3 +
S23 a3 +
S33 a3 +
S43 a3 +
S53 a3 +
S63 a3 +

S14 a4 +
S24 a4 +
S34 a4 +
S44 a4 +
S54 a4 +
S64 a4 +

S15 a5 +
S25 a5 +
S35 a5 +
S45 a5 +
S55 a5 +
S65 a5 +

S16 a6
S26 a6
S36 a6
S46 a6
S56 a6
S66 a6

Dado que el fabricante nos indica un aislamiento para distintas puertas y
frecuencias superior a 60 dB por ejemplo:

S56 = 10

− Aislamient o
20

= 0.001

luego podemos aproximar a cero todos los parámetros de aislamiento:

S11

S13

S14

S15

S16

S 21
S31

S 22
0

0
S 33

0
0

0
0

0
0

S 41

0

0

S 44

0

0

S51

0

0

0

S55

0

S 61

[S ]zo =

S12

0

0

0

0

S 66

podemos simplificar nuestro circuito como cinco circuitos iguales de dos puertas

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

=

γ
α

α
γ

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2


54


Zo

[ S ]

PDG

Zo

Figura 3.23. Los parámetros 'S' switch SP5T se obtiene a partir del siguiente
esquema.

quedando el circuito del siguiente modo para las conexiones entre:
Puerta 1 y Puerta 2
Puerta 1 y Puerta 3
Puerta 1 y Puerta 4
Puerta 1 y Puerta 5
Puerta 1 y Puerta 6
Las perdidas de inserción (atenuación) del fabricante varían según la frecuencia,
luego tendremos que hacer el estudio según las sub-bandas de trabajo del switch:
Sub-banda 1:
Sub-banda 2:
Sub-banda 3:
Sub-banda 4:

0.5 - 4 GHz
4 - 8 GHz
8 - 12 GHz
12 - 18 GHz

Siendo las perdidas por inserción:
Li(0.5-4 GHz)
Li(4-8 GHz)
Li(8-12 GHz)
Li(12-18 GHz)

=
=
=
=

2.1 dB
2.7 dB
2.8 dB
3.7 dB


55


despejando para la banda 0.5-4 GHz:

S12 = S21 = S13 = S14 = S41 = S15 = S51 = S16 = S61 = 0.785
despejando para la banda 4-8 GHz:

S12 = S21 = S13 = S14 = S41 = S15 = S51 = S16 = S61 = 10

− LI
20

= 0.733


S12 = S21 = S13 = S14 = S41 = S15 = S51 = S16 = S61 = 10

− LI
20

= 0.724


S12 = S21 = S13 = S14 = S41 = S15 = S51 = S16 = S61 = 10

− LI
20

= 0.724

El valor VSWR=ROE también nos asegura el fabricante no superará el valor:
VSWR(50ohm) MAX

= ROE(2-18 GHz) = 2.01

despejando:

S11 = S22 = S33 = S44 = S55 = S66 =

ROE − 1
= 0.336
ROE + 1

Quedando los módulos de los matriz de parámetros [S] para la banda de trabajo
comprendida de 0.5 - 4 GHz:

S11 = 0.336 S12 = 0.785 S13 = 0.785 S14 = 0.785 S15 = 0.785 S16 = 0.785
S21 = 0.785 S22 = 0.336 S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S26 = 0

S31 = 0.785 S32 = 0

S33 = 0.336 S34 = 0

S35 = 0

S36 = 0

S41 = 0.785 S42 = 0

S43 = 0

S44 = 0.336 S45 = 0

S46 = 0

S51 = 0.785 S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

S55 = 0.336 S56 = 0

S61 = 0.785 S62 = 0

S63 = 0

S64 = 0

S65 = 0


S66 = 0.336

56


Quedando los módulos de [S] para la banda de trabajo 4 - 8 GHZ del siguiente
modo:

S11 = 0.336 S12 = 0.733 S13 = 0.733 S14 = 0.733 S15 = 0.733 S16 = 0.733
S21 = 0.733 S22 = 0.336 S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S26 = 0

S31 = 0.733 S32 = 0

S33 = 0.336 S34 = 0

S35 = 0

S36 = 0

S41 = 0.733 S42 = 0

S43 = 0

S44 = 0.336 S45 = 0

S46 = 0

S51 = 0.733 S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

S55 = 0.336 S56 = 0

S61 = 0.733 S62 = 0

S63 = 0

S64 = 0

S65 = 0

S66 = 0.336

De igual modo los módulos de la matriz de parámetros [S] para la banda de
trabajo comprendida entre 8 y 12 GHz:

S11 = 0.336 S12 = 0.724 S13 = 0.724 S14 = 0.724 S15 = 0.724 S16 = 0.724
S21 = 0.724 S22 = 0.336 S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S26 = 0

S31 = 0.724 S32 = 0

S33 = 0.336 S34 = 0

S35 = 0

S36 = 0

S41 = 0.724 S42 = 0

S43 = 0

S44 = 0.336 S45 = 0

S46 = 0

S51 = 0.724 S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

S55 = 0.336 S56 = 0

S61 = 0.724 S62 = 0

S63 = 0

S64 = 0

S65 = 0


S66 = 0.336

57


Por último los módulos de la matriz de parámetros [S] para la banda de trabajo
comprendida de 12 a 18 GHz son:

S11 = 0.336 S12 = 0.653 S13 = 0.653 S14 = 0.653 S15 = 0.653 S16 = 0.653
S21 = 0.653 S22 = 0.336 S23 = 0

S24 = 0

S25 = 0

S26 = 0

S31 = 0.653 S32 = 0

S33 = 0.336 S34 = 0

S35 = 0

S36 = 0

S41 = 0.653 S42 = 0

S43 = 0

S44 = 0.336 S45 = 0

S46 = 0

S51 = 0.653 S52 = 0

S53 = 0

S54 = 0

S55 = 0.336 S56 = 0

S61 = 0.653 S62 = 0

S63 = 0

S64 = 0

S65 = 0


S66 = 0.336

58


3.3.8. Parámetros del amplificador de banda ancha
Los parámetros S de un amplificador [6] se determina mediante la siguiente
matriz:

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2
Zo

[ S ]

PDG

Zo

Figura 3.24. Los parámetros 'S' del amplificador se obtiene a partir del siguiente
esquema.

que podemos obtener a partir de:
G(dB) = 20 log ( S 21 )
como el fabricante nos indica el valor máximo y mínimo:
Ganancia mínima
Ganancia máxima

= 30 dB
= 36 dB

Dado que el equipo pretende transmitir la máxima señal, tendremos que ponernos
en el peor de los casos:
Ganancia mínima

= 30 dB

despejando queda:

59


S21 = 10

G
20

= 31.62

El fabricante también nos da la siguiente información de desadaptación de ambas
puertas:
VSWR(IN) MAX
VSWR(OUT) MAX

= 2.0
= 2.0

siendo entonces los parámetros:

S11 = S22 =

ROE − 1
= 0.333
ROE + 1

el fabricante no indica nada referente S12 luego supongo perfectamente aislado:

S12 = 0
Por lo cual podamos resumir del modo siguiente los módulos de los parámetros
del amplificador:

S11 = 0.333 S12 = 0
S21 = 0.653 S22 = 0.333


60


3.3.9. Parámetros de una línea de transmisión
Los parámetros S de una línea de transmisión real [2] (bajas perdidas) adaptada,
vienen representada por la siguiente matriz:

[S ]zo =

S11

S12

S 21

S 22

=

0

e −γ d

e −γ d

0

b1 = S11 a1 + S12 a2
b2 = S21 a1 + S22 a2

Figura 3.25. Esquema para el cálculo de parámetros ‘S’ de una línea de transmisión.



61


Sabemos que [4] g=a + jb
siendo:
a = constante de atenuación, expresada generalmente en Np/m o dB/m
b = constante de fase, expresada en rad/m (en nuestro caso no interesa)
Conociendo:
Distancia (m) = 1
Impedancia característica(Zc) =Zo
Las perdidas de inserción (atenuación) del fabricante varían según la
frecuencia, luego tendremos que hacer el estudio según las frecuencias de interés:.
Siendo las perdidas de inserción[17]:
Li(2 GHz)
Li(6 GHz)
Li(8 GHz)
Li(10 GHz)
Li(12 GHz)
Li(18 GHz)

=
=
=
=
=
=

0.4 dB
0.6 dB
0.7 dB
0.8 dB
1.0 dB
1.4 dB

despejando para la frecuencia de 2 GHz:

S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.40


S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.25


S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.2


62



S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.16


S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.10


S12 = S21 = 10

− LI
20

= 0.04

Consideramos que la impedancia de la línea es igual a Zo, luego:

S11 = S22 = 0


63


3.4. ANÁLISIS DE LOS COEFICIENTES DE REFLEXIÓN
Dependiendo de la situación y la aplicación utilizaremos una antena determinada
y a su vez una línea distinta, por lo que vamos a analizar el circuito cargando el
amplificador con una carga perfecta de valor Z0 = 50 ohmios.
Dado que es un sistema de banda ancha y que sus parámetros varían en función
de la frecuencia, lo analizaremos para las siguientes frecuencias que hemos estimado son
muestras representativas de toda la banda:
f1= 2 GHz
f2= 6 GHz
f3= 10 GHz
f4= 12 GHz
f5= 18 Ghz
Por ello sobre la respuesta de toda la banda creamos unos ‘MARKER’ (punto
de medida) de la frecuencia que nos interese siguiendo en cadena desde la entrada del
amplificador de radiofrecuencia hasta el coeficiente de reflexión que existen desde el
oscilador YIG. El objetivo es visualizar la acumulación de desadaptaciones de todos
los elementos de RF:
Amplificador de radiofrecuencia
Switch SP5T
Filtro cuadruplexor
Acoplador direccional
Atenuadores
Oscilador YIG


64


3.4.2. Coeficiente de reflexión del amplificador
Para realizar este análisis es conveniente cargar la salida del amplificador de
radiofrecuencia con un carga y medir a la entrada, para las frecuencias de interés.

AMPLIFICADOR RF

IN

OUT

Zo

POTENCIA

Figura 3.26. Coeficiente de reflexión en la entrada y salida del amplificador

Como el valor de la carga ZL es igual a Z0,el coeficiente de reflexión es igual a
cero [4]:

L

=

Z L − Z0
Z L + Z0

=0

Conociendo la matriz de parámetros [S] del amplificador, podríamos calcular el
coeficiente de reflexión a la entrada [4]:

10

= S11 + S12 S 21ΓL = S11 + 0 = S11
1 − S 22 ΓL


65


Nosotros desconocemos dicha matriz, lo único que conocemos son los módulos
de cada unos de los parámetros y que sabemos que en este caso no varía segun la
frecuencia:

S11 = 0.333 S12 = 0
S21 = 31.62 S22 = 0.333
Midiendo con el analizador de redes vectorial obtenemos los siguientes valores
del coeficiente de reflexión a la entrada del amplificador:
(2GHz )
10 (6GHz )
10 (10GHz )
10 (12GHz )
10 (18GHz )
10

= S11 (2GHz )
= S11 (6GHz )
= S11 (10GHz )
= S11 (12GHz )
= S11 (18GHz )


= -25,90 dB ( 53,8º )
= -21,27 dB ( 2,84º )
= -14,27 dB ( 172,9º )
= -12,63 dB ( 54,9º )
= -10,41 dB ( 66,8º )

66


3.4.3. Coeficiente de reflexión del switch SP5T
El switch tiene 5 puertas de entrada y una de salida, como la puerta de salida es
común para las cinco puertas, todas estarán cargadas con la misma impedancia, luego el
coeficiente de reflexión a la entrada será el mismo en las cinco puertas:
5

=

6

=

7

=

8

=

9

El estudio sin embargo se centrará en analizarlo para las distintas frecuencias de
trabajo:
f1= 2 GHz
f2= 6 GHz
f3= 10 GHz
f4= 12 GHz
f5= 18 GHz

(f1) =
5 (f2) =
5 (f3) =
5 (f4) =
5 (f5) =

(f1) =
6 (f2) =
6 (f3) =
6 (f4) =
6 (f5) =

5

6

(f1) =
7 (f2) =
7 (f3) =
7 (f4) =
7 (f5) =
7

(f1) =
8 (f2) =
8 (f3) =
8 (f4) =
8 (f5) =
8

(f1)
9 (f2)
9 (f3)
9 (f4)
9 (f5)
9

SWITCH SP5T
IN

OUT

Figura 3.27. Coeficiente de reflexión por la puerta 2.

De igual modo que para la puerta 2 el coeficiente de reflexión asignado es
para:
La puerta 3 el coeficiente de reflexión es

5

,

6
6
7
8
9

68


El valor del coeficiente de reflexión 10 no depende de la frecuencia de forma
muy significativa según el fabricante, sin embargo el switch si depende de la frecuencia
de una manera más significativa, en las perdidas de inserción.
Retomando el valor que carga la salida del switch 10 dicho valor será la carga de
salida del switch en lugar de Zo como sucedía con el amplificador, con lo cual[4]:
5

(2 GHz) =

6

=

7

=

8

=

9

= S22 +

S12 S 21Γ10
= -13,48 dB ( 29,8º )
1 − S11Γ10

5

(6 GHz) =

6

=

7

=

8

=

9

= S22 +

S12 S 21Γ10
= -11,00 dB ( 19,42º )
1 − S11Γ10

5

(10 GHz) =

6

=

7

=

8

=

9

= S22 +

S12 S 21Γ10
= -16,30 dB ( 21,8º )
1 − S11Γ10

5

(12 GHz) =

6

=

7

=

8

=

9

= S22 +

S12 S 21Γ10
= -13,65 dB ( 140,5º )
1 − S11Γ10

5

(18 GHz) =

6

=

7

=

8

=

9

= S22 +

S12 S 21Γ10
= -16,72 dB ( 24,83º )
1 − S11Γ10


69


3.4.4. Coeficiente de reflexión del filtro cuadruplexor
El cuadruplexor tiene cuatro puertas de salida y una de entrada. La entrada es
común para las cuatro puertas de salida y todas estarán cargadas con la misma
impedancia Z0. Sin embargo por la filosofía de funcionamiento (canalización), el resto
de puertas van a estar aisladas cuando no se utilice, luego a efecto sólo consideramos el
coeficiente de la salida seleccionada.

FILTRO CUADRUPLEXOR

2-18 GHz

2-4 GHz

4-8 GHz

Zo

8-12 GHz

Zo

12-18 GHz

Zo

Figura 3.28. Coeficiente de reflexión a la entrada del filtro cuadruplexor.

El estudio se centrará en analizarlo para las distintas frecuencias de trabajo:
f1= 2 GHz
f2= 6 GHz
f3= 10 GHz
f4= 12 GHz
f5= 18 GHz

(f1)
4 (f2)
4 (f3)
4 (f4)
4 (f5)
4

70


El valor del coeficiente de reflexión 4 depende de la frecuencia[3], al igual que
5 sin embargo aunque la matriz [S] del filtro cuadruplexor debe depender de la
frecuencia, el fabricante sólo nos indica los valores máximo para todo el margen de
trabajo.
Sabiendo que el coeficiente de reflexión con el que se carga el dispositivo es para
la frecuencia de 2 GHZ de:
5

(2 GHz) = -13,48 dB ( 29,8º )

luego el coeficiente de reflexión para la frecuencia de 2 GHz a la entrada del filtro
cuadruplexor es:
4

(2 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ5 ( 2 GHz )
= -17,03 dB ( 32,43º )
1 − S 22 Γ5 (2 GHz )

5

(6 GHz) = -11,00 dB ( 19,42º )

el coeficiente de reflexión para la frecuencia de 6 GHz a la entrada del filtro
cuadruplexor es:
4

(6 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ5 (6GHz )
= -12,55 dB ( 5,62º )
1 − S 22 Γ5 (6 GHz )

5

(10 GHz) = -16,30 dB ( 21,8º )

cuadruplexor es:
4

(10GHz) = -7,45 dB ( -165,64º )

Sabiendo que el coeficiente de reflexión con el que se carga el dispositivo es
parala frecuencia de 12 GHZ de:


71

5

(12 GHz) = -13,65 dB ( 140,5º )

cuadruplexor es:
4

(12 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ5 (12 GHz )
= -17,54 dB ( 88,40º )
1 − S 22Γ5 (12 GHz )

5

(18 GHz) = -16,72 dB ( 24,83º )

cuadruplexor es:
4

(18 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ5 (18 GHz )
=
1 − S 22Γ5 (18 GHz )


-22,8 dB ( 108,51º )

72


3.4.5. Coeficiente de reflexión del atenuador de 20 dB
Conociendo la matriz de parámetros [S] del atenuador, que en este caso varía
según la frecuencia al igual que el coeficiente de reflexión
4(f), estaríamos en
disposición de saber el coeficiente de reflexión a la entrada del atenuador:

ATENUADOR 20 dB

El estudio se centrará en analizarlo para las distintas frecuencias de trabajo:
f1= 2 GHz
f2= 6 GHz
f3= 10 Ghz
f4= 12 Ghz
f5= 18 Ghz

(f1)
3 (f2)
3 (f3)
3 (f4)
3 (f5)
3

El valor del coeficiente de reflexión 3 depende de la frecuencia, al igual que 4.
Sabiendo que el coeficiente de reflexión con el que se carga el dispositivo para la
frecuencia de 2 GHZ de:
4

(2 GHz) = -17,03 dB ( 32,43º )


73


Como sólo conocemos los módulos de la matriz de parámetros S no podemos
calcular directamente el coeficiente de reflexión pero sin embargo si podemos medirlo
con el analizador de redes, siendo para la frecuencia de 2 GHz a la entrada del atenuador
de:
3

(2 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ4 ( 2 GHz )
=
1 − S 22Γ4 (2 GHz )

-47,85 dB ( 43,75º )

Sabiendo que el coeficiente de reflexión con el que se carga el dispositivo para
4

(6 GHz) = -12,55 dB ( 5,62º )

El coeficiente de reflexión para la frecuencia de 6 GHz a la entrada del atenuador
es el siguiente:
3

(6 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ4 (6GHz )
=
1 − S 22 Γ4 (6 GHz )

-33,2 dB ( -155,45º )

4

(10 GHz) = -7,45 dB ( -165,64º )

es el siguiente:
3

(10GHz) = S11 +

S12 S 21Γ4 (10 GHz )
=
1 − S 22Γ4 (10 GHz )

-22,09 dB ( 106,54º )

la frecuencia de 12 GHZ es:
4

(12 GHz) = -17,54 dB ( 88,40º )

es el siguiente:
3

(12 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ4 (12 GHz )
=
1 − S 22Γ4 (12 GHz )


-21,11 dB ( 51,13º )

74


la frecuencia de 18 GHZ es:
4

(18 GHz) = -22,8 dB ( 108,51º )

El coeficiente de reflexión para la frecuencia de 18 GHz a la entrada del
atenuador es el siguiente:
3

(18 GHz) = S11 +

S12 S 21Γ4 (18 GHz )
=
1 − S 22Γ4 (18 GHz )


-20,92 dB ( -146,68º )

75

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