Este documento describe un convertidor CC/CC bidireccional basado en un puente completo y un rectificador de dos inductores para su uso en vehículos híbridos. El convertidor puede operar en modo reductor, transfiriendo energía del bus CC de alta tensión a la batería de baja tensión, y en modo elevador, transfiriendo energía de la batería al bus CC. Para el modo elevador, se proponen dos formas de arranque: Arranque I usa los inductores como convertidores Flyback, mientras que Arranque II combina la

1. Convertidor CC/CC Bidireccional basado en Rectificador
Elevador con dos Inductores
L. A. Flores, O. García*
, A. Román, J. E. Macías-Díaz, J. A. Cobos*
Departamento de Sistemas Electrónicos, Universidad Autónoma de Aguascalientes, México, lflores@correo.uaa.mx
*
Centro de Electrónica Industrial (CEI), Universidad Politécnica de Madrid, ETSII, España, o.garcia@upm.es
Resumen — En años recientes, muchos son los
convertidores que se han propuesto para ser utilizados
como convertidores bidireccionales. Algunas aplicaciones
de este tipo de convertidores CC/CC pueden ser en
cargadores-descargadores de baterías, vehículos híbridos y
sistemas de alimentación ininterrumpibles. En aplicaciones
como en los vehículos híbridos, un bus de alta tensión de
CC usualmente se debe proveer para alimentar a los
motores eléctricos. Cuando este bus de alta tensión es
soportado por un banco de condensadores, el diseño y
selección del convertidor tiene una dificultad adicional.
Esta dificultad es que debe operar con un rango de tensión
que va desde 0V a 420V en condiciones de estado estable.
En este artículo, un convertidor CC/CC bidireccional se
propone para satisfacer los requerimientos de tensión en
los vehículos híbridos y pueda ser utilizado para operar en
régimen permanentemente con cualquier tensión de salida
desde 0 a 420V sin dificultad. El análisis, diseño y
resultados experimentales de un prototipo de laboratorio
de 200W se incluyen para validar la topología presentada.
I. INTRODUCCIÓN
Los vehículos híbridos son una nueva clase de
automóviles que presentan varias ventajas frente a los
vehículos convencionales y su comercialización esta
cada vez mas presente en el mercado. Desde el punto de
vista del campo de la electrónica de potencia, hay dos
circuitos que se deben desarrollar (ver Fig.1), el
inversor para manejar el motor eléctrico y el convertidor
CC/CC colocado entre la batería de 12V y el bus de alta
tensión. Este convertidor debe ser bidireccional ya que
la energía debe ser entregada o recibida por la batería de
baja tensión y además contar con aislamiento galvánico
para protección. El bus de alta tensión puede estar
integrado por celdas de combustible, por baterías ó por
un banco de condensadores como lo es en este caso. Por
lo anterior, cuando el convertidor debe proveer energía
al motor desde la batería de baja tensión, el voltaje en el
bus de alta tensión debe partir desde 0 hasta 420V
típicamente. Sin embargo el utilizar cualquier topología
derivada del convertidor elevador, ocasiona que sea
imposible mantener un voltaje en la salida inferior al
voltaje de entrada. Múltiples convertidores CC/CC
bidireccionales se pueden encontrar en el estado de la
técnica [1]-[9], todos estos convertidores fueron
diseñados para distintas aplicaciones, pero solo algunos
pueden satisfacer las necesidades de los vehículos
híbridos que incorporan un banco de condensadores.
Figura 1. Diagrama de bloques eléctrico de un vehiculo
hibrido con convertidor bidireccional e inversor
II. CONVERTIDOR PROPUESTO
La Fig. 2 muestra al convertidor CC/CC propuesto
para operar como convertidor bidireccional. Este
convertidor esta integrado por un puente completo, un
transformador de alta frecuencia y un rectificador de dos
inductores. El convertidor cuenta con aislamiento
galvánico y es capaz de operar en ambos modos:
transfiere energía desde el condensador de alta tensión
CC a la batería (modo reductor) y de la batería VB al
condensador (modo elevador).
Esta topología es apropiada para ser implementada
en aplicaciones de vehículos híbridos ya que el puente
completo mas el rectificador con dos inductores
permiten manejar altas corrientes que son divididas por
mitad y las pérdidas por conducción se reducen cuando
el convertidor funciona en modo reductor.
Figura 2. Convertidor bidireccional propuesto

2. Cuando esta topología opera en modo elevador, el
convertidor puede entregar una tensión de salida desde
0V hasta la máxima tensión de salida en el capacitor CC
sin presentar sobre corriente en los inductores. Lo
anterior se consigue con la adición de un par de
devanados auxiliares en los inductores (TF1 y TF2) y
dos diodos (DF1 y DF2) que ayudan en este modo de
operación. Los posibles modos de operación de este
convertidor se presentan en la Fig. 3. así como el
circuito equivalente que opera en cada uno de ellos.
Figura 3. Modos de operación (Reductor y Elevador) y
circuito equivalente en cada uno
MODO REDUCTOR
La topología propuesta ha sido utilizada como
convertidor reductor en [10]-[15], donde un análisis
detallado de la misma se puede encontrar y de donde se
han extraído las principales formas de onda y
ecuaciones. La Fig. 4. muestra la topología del
convertidor puente completo con rectificador de dos
inductores que opera en modo reductor. D5 y D6 son en
realidad interruptores mosfet que se utilizan para
minimizar las perdidas por conducción. La Fig. 5
muestra las formas de onda típicas del convertidor
funcionando en este modo de operación.
Figura 4. Circuito equivalente en modo reductor
Figura 5. Formas de onda en modo reductor
En modo de conducción continuo (MCC) la
ecuación que define la ganancia del convertidor basada
en el ciclo de trabajo d y la relación de transformación
np es:
10,
2
≤≤== d
n
d
V
V
k
pC
B
D (1)
MODO ELEVADOR
El puente completo con rectificador de dos
inductores no es una topología utilizada comúnmente
para elevar la tensión a pesar de que su estructura
intrínsecamente lo permite. Solo unos cuantos autores
han propuesto a este convertidor como elevador [16]-
[22]. El análisis y operación del convertidor en modo
elevador se puede realizar considerando a los
interruptores M1 a M4 como diodos (D1 a D4) y el
principio de operación del convertidor no cambia. La
Fig. 6 muestra la topología del convertidor funcionando
en modo elevador. M5 y M6 controlan el voltaje de
salida regulando el ciclo de trabajo d. Para analizar el
principio de operación de este convertidor en modo
elevador, es necesario realizarlo en dos partes por
separado. Una considerando el ciclo de trabajo entre
50% y 100% llamada “Operación Normal” y otra
considerando el ciclo de trabajo entre 0% y 50%
llamada “Arranque”
MODO ELEVADOR (Operación Normal)
Cuando el ciclo de trabajo esta entre 50% y 100%,
entonces el convertidor funciona como un convertidor
elevador (Fig. 6). La Fig. 7 muestra las formas de onda
típicas de este modo de operación.
Figura 6. Circuito en modo elevador Operación normal
Figura 7. Formas de onda en modo de operación normal
VC
D1
D2
D3
D4
CC
CB
VB
np1 np1
M5M5
L1
M6M6
L2
Vs
iL1
iC
iL2
VL1 VL2
iM5 iM6
TR
VDSM5 VDSM6
Vs
t
T
M6
t
t
dT
t
iM6
iM5
M6
M5
t
t
VL2
VL1
i∆
Vs
T
t
dT
t
t
iL2
iL1
T/2
VB
(VB – VC/np )
(1 - d)T
VC/np
-VC/np

3. Si el convertidor opera en modo de conducción
continuo (MCC) y en régimen permanente, al aplicar el
balance voltios-segundo en cualquiera de las bobinas en
un período de conmutación, se obtiene la ecuación (2)
que define la relación que existe entre la tensión de
salida VC la tensión de entrada VB, el ciclo de trabajo d
y del número de vueltas np a través de la ganancia kUP.
15.0,
1
1
≤≤
−
== d
d
n
V
V
k p
B
C
UP (2)
Donde:
kUP = Ganancia del convertidor en modo normal (MCC)
np = Numero de vueltas en el transformador
d = Ciclo de trabajo
MODO ELEVADOR (Arranque)
Este convertidor por sí solo no puede funcionar con
ciclos de trabajo inferiores al 50%, esto se debe a que la
energía que se almacena en las bobinas L1 y L2 para este
ciclo de trabajo no se puede transferir a la salida por
ningún camino. Esta energía almacenada en las bobinas,
al no encontrar un camino de salida en el momento que
se abren los semiconductores M5 y M6, ocasiona que se
presente una derivada de tensión muy alta en los
terminales de los mosfets, dañándolos. Para que el
convertidor pueda arrancar sin sobre-corrientes, se
añade un devanado auxiliar por cada bobina del
convertidor tal como se muestra en la Fig. 8. De igual
manera, el convertidor propuesto puede tener dos
arranques distintos (Arranque I y Arranque II)
dependiendo del tipo de secuencia que se utilice para el
encendido y apagado de los interruptores. Estos
devanados auxiliares, deben tener un número de vueltas
adecuado (nf) y estar conectados al condensador CC a
través de dos diodos rectificadores (DF1, DF2). A
continuación se explican los dos posibles arranques con
los que se puede poner en funcionamiento el
convertidor.
Arranque I (Flyback)
Este arranque consiste en activar simultaneamente
las señales de disparo de M5 y M6 (Fig. 9). Con esto se
consigue almacenar energía en cada uno de los
transformadores Flyback (TF1 y TF2), que
posteriormente se transferida a la salida. En este
arranque, una vez que se alcanza la tensión de salida
requerida, la secuencia de encendido y apagado de los
MOSFETs debe cambiar para dejar de funcionar como
convertidores Flyback y pasar a funcionar como un
convertidor elevador a través del transformador
principal TR. Las señales de control deben pasar de estar
en fase a desfasarse 180º. Para hacer este cambio en las
señales de control, es necesario utilizar un circuito que
detecte que se ha alcanzado la tensión de salida en el
condensador CC y en ese momento cambiar la secuencia
de funcionamiento de los pulsos de control. Una
característica desfavorable de este arranque es la
necesidad de utilizar un circuito que cambie la
secuencia de los pulsos de control de la topología ya que
el diseño de éste circuito de detección y cambio de
funcionamiento en la sucuencia, complica la
implementación de este arranque.
La ganancia del convertidor para el Arranque I en
MCC esta definida por la ecuación (3). Esta ganancia
kF1 queda igual que la ganancia de cualquier convertidor
Flyback, con la diferencia que se trata de dos
convertidores Flyback en paralelo.
d
d
n
V
V
k f
B
C
F
−
==
1
1 (3)
Arranque II (Convertidor Elevador+Flyback)
Este arranque es una combinación del arranque de
un convertidor Flyback y de un convertidor Elevador. El
Arranque II resulta por defecto al colocar los devanados
auxiliares en las bobinas del convertidor, siempre y
cuando las señales de control de M5 y M6 varíen desde
0% hasta 50% y desfasadas 180º. Con la adición de los
devanados auxiliares en las bobinas, es posible que el
convertidor funcione de manera permanente paraFigura 8. Circuito equivalente en modo elevador
Arranque I y II
Figura 9. Formas de onda para el Arranque I

4. cualquier ciclo de trabajo inferior al 50% sin problemas
de sobre-tensiones en los interruptores. De igual forma,
con éste arranque se pasa automáticamente a funcionar
como convertidor elevador normal sin la necesidad de
un circuito de detección como en el Arranque I. Una vez
que las señales de control alcanzan y superan el 50% del
ciclo de trabajo, automáticamente el convertidor
funciona como un convertidor elevador en modo
"Normal". En este arranque se puede controlar la
tensión de salida para ciclos de trabajo inferiores al
50%. La Fig. 10 muestran las formas de onda del
Arranque II, en esta figura se divide un periodo de
conmutación en 4 intervalos que se explican a detalle a
continuación.
Se parte de la suposición de que la corriente se
encuentra en modo de conducción continuo (MCC) y
que la tensión en la entrada y la salida son constantes en
un ciclo de conmutación.
t0 – t1.- En este intervalo, conduce M5 haciendo que la
corriente iL1 incremente linealmente con la tensión de
entrada VB almacenando energía en el núcleo del
transformador TF1. Al mismo tiempo, se transfiere
energía a la salida del convertidor al facilitar que la
corriente iL2 circule por el primario del transformador
principal TR. La corriente iL1 y la corriente iL2 se suman
al circular ambas por el MOSFET M5. En resumen, en
este intervalo se almacena energía en TF1 mediante el
efecto del convertidor Flyback, y se transfiere otra parte
de energía a través de TR como en un convertidor
Elevador debido a la energía previamente almacenada
en TF2.
t1 – t2.- En este intervalo, deja de conducir M5 haciendo
que la corriente iL1 circule por el secundario del
transformador TF1 y a través del diodo DF1 entregando
la energía al condensador de salida CC, al mismo
tiempo, la corriente iL2 circular por el secundario del
transformador TF2 y a través del diodo DF2. En
resumen, en este intervalo se hace transferencia de
energía mediante el efecto Flyback a través de TF1 y
TF2. Por otra parte la corriente magnetizante del
transformador principal TR circula a través de los
diodos D1 - D4. Esta corriente no se representa en los
circuitos de la Fig. 10 ya que se desprecia frente a las
corrientes de carga del convertidor.
t2 – t3.- En este intervalo, ocurre lo mismo que en el
intervalo (t0 – t1) pero en distintos componentes. En
resumen, en este intervalo se almacena energía en TF2,
y se transfiere otra parte a través de TR gracias a la
energía previamente almacenada en TF1. La pendiente
de la corriente iL1 en éste intervalo puede ser positiva,
cero o negativa. Sí la tensión de salida reflejada en
primario de TR es menor, igual o mayor que la tensión
de entrada VB, la pendiente es positiva, cero o negativa
respectivamente.
t3 – t4.- Por simetría en éste intervalo ocurre lo mismo
que en (t1 – t2). En resumen, en este intervalo se efectua
transferencia de energía mediante el efecto Flyback a
través de TF2 y TF1. Este es el último intervalo de
análisis y a partir de aquí se repite el proceso en cada
ciclo de conmutación.
En MCC la ecuación (4) define la tensión de salida
en el "Arranque II" en función de la tensión de entrada
VB, ciclo de trabajo d, del numero de vueltas en np y nf.
( )
pf
B
C
F
n
d
n
d
d
V
V
k
+
−
==
21
2
2 (4)
Si nf = 2np, entonces la ecuacion (4) se simplifica
sesultando la ganancia de un convertidor Reductor
como lo indica la ecuacion (5).
dn
V
V
k p
B
C
F 4'2 == (5)
Si nf = np, entonces la ecuacion (4) también se
simplifica resultando la ganancia de un convertidor
Flyback como lo indica la ecuacion (6).
d
d
n
V
V
k p
B
C
F
−
==
1
2''2 (6)
La máxima ganancia que se alcanza en el
convertidor con d = 50% es de 2np tal como se observa
de las ecuaciones (4), (5) y (6). Una vez que el
convertidor alcanza y supera el ciclo de trabajo del 50%,
entonces funciona automaticamente como el convertidor
Vs
t
M5
t
M5M6
t
t
iDF1
VF1 t
VB
VC/np
VDSM5
t
t0 t1 t2 t3 t4
-VC/np
iL1
VC/np
T
dT
-VC/nf
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
−
p
C
B
n
V
V
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
+
f
C
B
n
V
V
Figura 10. Formas de onda para Arranque II

5. elevador en modo Normal dejando atrás la transferencia
de energía a través de los devanados auxiliares.
III. DISEÑO DEL CONVERTIDOR BIDIRECCIONAL
Condición bidireccional
Distintas consideraciones se deben tomar en cuenta
para diseñar de manera correcta este convertidor
bidireccional. Una de ellas es garantizar que los diodos
DF1 y DF2 no conduzcan cuando el convertidor esta
operando en modo reductor. Para asegurar esto, la
selección del la relación de transformación en el
transformador principal np y en los devanados auxiliares
nf deben satisfacer la siguiente condición.
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
−
≤
B
p
C
C
f
V
n
V
V
n
(7)
Voltajes de bloqueo en semiconductores
La Tabla I muestra las tensiones de bloqueo en cada
semiconductor del convertidor. Se puede observar que
los únicos componentes que soportan distintas tensiones
son M5 y M6 soportando un valor distinto en modo
reductor y en el arranque del modo elevador.
TABLA I TENSIONES DE BLOQUEO EN SEMICONDUCTORES
Modo Elevador
Semiconductor
Modo
Reductor Arranque Normal
M1-M4 VC VC VC
M5-M6 VC / np VB + VC / nf VC / np
DF1-DF2 VC + nfVB VC + nfVB VC + nfVB
Cálculo de la inductancia
Como las bobinas se encuentran colocadas en el lado
de baja tensión del convertidor, se deben diseñar con el
mínimo número de vueltas para minimizar la resistencia
y el camino por el cual circula la alta corriente. La
ecuación (8) sirve para calcular el valor de la
inductancia de las bobinas del convertidor con un rizado
100% de pico a pico para asegurar que el diseño de la
bobina sea con el minimo numero de vueltas.
sC
Bp
B
o fV
Vn
V
P
L
12
3
2
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
−=
(8)
Arranque del convertidor
Por la facilidad de implementacion en las señales de
control, se utiliza el Arranque II. Lo anterior se debe a
que el convertitor no tiene que efectuar ningun cambio
en las señales de control para pasar de un modo de
operación a otro. La transición de un modo de operación
a otro se efectua de forma automatica cuando el ciclo de
trabajo del convertidor alcanza y supera el 50%.
IV. RESULTADOS EXPERIMENTALES
Un prototipo de laboratorio ha sido diseñado y
probado para verificar los modos de operación de la
topologia presentada. Las especificaciones del prototipo
se muestran en la Tabla II. El convertidor fue diseñado
para satisfacer los niveles de voltajes que se utilizan en
vehiculos hibridos (VH). Se seleccionó el Arranque II
por su simplicidad de implementacion y se utilizaron las
relacions np = nf para que la ganancia del convertidor
en el arranque fuese la de un Flyback.
Las bobinas (TF1 y TF2) fueron diseñadas con
nucleos toroidales para reducir el numero de vueltas
necesarias. Varios MOSFETs se colocaron en paralelo
para implementar M5 y M6 para reducir las perdidas por
conducción. Se utilizaron los interruptores MOSFETs
M1 a M6 como sincronos en cada modo de operación
para reducir las perdidas en conducción. La relacion de
vueltas np y nf fue seleccionada igual a 7 para poder
utilizar interrupotres M5 y M6 que soporten tensiones
de bloqueo inferiores a 100V y además poder variar el
ciclo de trabajo en un rango adecuado de valores.
TABLA II ESPECIFICACIONES DEL PROTOTIPO
Voltaje de batería (VB) 10V ~ 16V
Voltaje del condensador (VC) 0V ~ 420V
Potencia de salida (Po) 200W
Frecuencia de conmutación (fs) 100kHz
En Modo reductor se muestran las formas de onda
en la Fig. 11, estas señales fueron medidas con VC =
400V, VB = 12V y con una potencia de salida de 150W.
El control del convertidor en este modo de operación
fue hecho con control por desplazamiento de fase con el
controlador UC3875 de Texas Instrument.
En Modo elevador se muestran las formas de onda
obtenidas (Fig. 12), tensión Vp, corriente ip y la corriente
en cada uno de los inductores (iL1, iL2). Estas formas de
onda corresponden al estado estable en modo elevador
del convertidor

6. El Arranque II del convertidor de 0V a 400V
también fue probado en el convertidor. La Fig. 13
muestra la tensión de salida VC y la corriente en ambos
inductores. Se puede observar que la tensión de salida
aumenta y que la corriente en los inductores no aumenta
descontroladamente ya que la topología puede funcionar
correctamente con ciclos de trabajo menores al 50%.
V. CONCLUSIONES
Un convertidor CC/CC bidireccional que satisface
los niveles de tensión para vehículos híbridos ha sido
presentado. El convertidor es útil en las aplicaciones en
las que el bus de alta tensión este soportado por un
banco de condensadores. Entonces, la tensión de salida
en modo elevador puede variar desde 0V hasta 420V en
condiciones de estado estable. Esta característica de
operación, elimina varias de las propuestas de
convertidores del estado de la técnica para funcionar en
modo elevador. El convertidor puede arrancar con dos
tipos distintos de arranque en modo elevador; en uno
funciona como dos convertidores Flyback en paralelo y
en otro funciona como un convertidor
Flyback+Elevador simultáneamente. El segundo de los
arranques fue implementado en el prototipo y opera de
manera correcta sin problemas para la transición cuando
el ciclo de trabajo incrementa su valor por encima del
50%. Un prototipo de 200W ha sido construido y
probado. Las formas de onda obtenidas están acorde con
las formas de onda esperadas. Los resultados muestran a
este convertidor como un buen candidato para ser
utilizado en aplicaciones de vehículos híbridos.
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Figura. 12 Ch1(500V/div, 5µs/div) = Vp, Ch2(2A/div,
5µs/div) = ip Ch3(5A/div, 5µs /div) = iL1, Ch4(5A/div, 5µs
/div) = iL2
Figura. 13 Ch1(100V/div, 500ms/div) = Voltaje VC,
Ch3(5A/div, 500ms/div) = iL1 Ch4(5A/div, 500ms/div) = iL2

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