compontes electronica de potencia

Capítulo 1
Componentes Empleados En Electrónica de Potencia

Capítulo 1
1.1 - El Diodo
Fig. 1.1
CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN DIODO IDEAL
Para voltajes VF > 0, presenta resistencia nula
Para voltajes VF < 0, presenta resistencia infinita
No presentando ninguna pérdida cuando es polarizado
directamente y cuando es polarizado en forma inversa
es capaz de bloquear un voltaje infinito.
CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN DIODO REAL
Presenta una fuerza-electromotriz Vto asociado a una
resistencia cuando esta polarizado directamente.
Y cuando es polarizado inversamente, tiene un voltaje
máximo inverso (VBR), voltajes superiores destruyen el
componente.
IDEAL REAL
vF
+
A
-
Fi
K
+ -vF
R
iF
F
vto
vF
iF
vF
iF
vTo
vBR
1/RF
iR
Prof. Domingo Ruiz Caballero Dr.Ing.

Capítulo 1
1.1 - El Diodo
Fig. 1.2 -
Donde: C - representa la capacitancia de juntura
QRR – es la carga almacenada en C
cuando D esta en conducción.
Lp - Inductancia parásita
CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE LOS DIODOS (Conmutación)
De conducción a bloqueo:
Primera Etapa.
En t=to S es cerrado, la corriente iF comienza a decrecer. Su
velocidad de decrecimiento depende de ‘E’ y ‘Lp’ según la
relación
Ya que : IF = I-ILp
Segunda Etapa.
Justo después que la corriente en el diodo se anula, ocurre la
descarga del condensador ‘C’. En este intervalo la corriente iD
circula negativamente (corriente inversa). Una vez que QRR es
evacuada, el diodo se bloquea.
PÉRDIDAS EN CONDUCCIÓN
El diodo en conducción tiene pérdidas asociadas a la fuerza-electromotriz (VTo) y a su resistencia interna, por lo
tanto la potencia perdida es representada por la siguiente expresión:
Siendo una expresión genérica, empleada para cualquier forma de onda.
2
eftotalFmedTO IRI.VP
p
F
L
E
dt
di
pL
D I
+
-
E
z
+
-
S
F
i
QRR
Primera Etapa
Lpi
pL
D
+
-
E
z
+
-
S
RMi
VD
Si
C
Segunda Etapa
I
Lpi

Capítulo 1
1.1 - El Diodo
La inductancia parásita, Lp , conjuntamente con la recuperación provoca una sobretensión que puede ser destructiva
para el diodo, la figura siguiente muestra las formas de onda aproximadas del proceso.
Los valores de tRR y de IRM pueden ser obtenidos con el empleo de las siguientes formulas empíricas:
y
Donde el valor de QRR es dado por el fabricante del diodo. El valor de depende del circuito y es establecido
por el proyectista del circuito. Observando la expresiones, tanto el tiempo de recuperación del diodo (tRR) como el pico
de corriente inversa (IRM) dependen de QRR, cuanto menor sea QRR más rápido será el diodo.
dt
diF
dt
di
Q3
t
F
RR
RR
dt
di
Q
3
4
I F
RRRM
t rr
I RM
I
0
t
t R t Ri
V =
RM
VF
Vpico
dt
di F
t0 QRR
E
t
t
t1
2
3
Primera
Etapa
Segunda
Etapa
Fig. 1.3
Donde:
tRR es el tiempo total de
recuperación del diodo.
y,
IRM es la corriente inversa
máxima del diodo.

Capítulo 1
1.1 - El Diodo
Los diodos en cuanto a su velocidad de recuperación, son clasificados en diodos rápidos y lentos. Los diodos
rápidos presentan tRR menores que 200nSeg. Los diodos comunes, empleados en rectificadores de baja frecuencia
presentan tRR superiores a 1uSeg.
Desde Bloqueo a Conducción: Sea el circuito representado
por la figura 1.4:
En el momento que el interruptor S se cierra, se observa la existencia de un retardo para que el diodo entre en
conducción, conocido como tiempo de entrada en conducción (tRF) y puede variar de 0.1 a 1.5useg.
La existencia de una variación de la resistencia del diodo explica el atraso y la sobre tensión (en algunos casos
puede alcanzar valores próximos a 40V), este fenómeno se observa en circuitos atacados por corriente es decir
fuente de corriente o de altas tensiones donde la variación de corriente es muy rápida.
Como se vio en el bloqueo, el empleo de diodos rápidos reduce el valor de VFp y del tiempo de entrada en
conducción tRF.
DV
R1
S
F
300V
+
_
iF
Lp
t
t
i
V (t)F
V
Fp
t
R
F
D
dt
diF
VF
tRF
Fig. 1.5
Fig.1.4

Capítulo 1
1.1 - El Diodo
PÉRDIDAS EN LA CONMUTACIÓN
Las pérdidas en los diodos en la entrada en conducción son representadas por la siguiente expresión:
Donde VFp = Voltaje directo peak
VF= Voltaje directo en régimen
tRF=Tiempo de entrada en conducción
Para frecuencias de trabajo inferiores a 40Khz estas pérdidas pueden ser ignoradas .
Las pérdidas que ocurren en el bloqueo son calculadas del siguiente modo:
Siendo F la frecuencia de conmutación y E el voltaje aplicado al diodo inmediatamente después del Bloqueo.
Por lo tanto las pérdidas totales son:
FtIVV
2
1
P rfDFFp1
FEQP RR2
FEQtIVV
2
1
P RRRfDFFpTot

Capítulo 1
1.2 - El Tiristor
IDEAL REAL
vAK
+
A
_
Fi
KG
A K
+ -
EO
R
iT
O
A K
vAK
iT
1
Disparo
3
2
iT
vTo
vRM
AKmax1
3
2
v
CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN TIRISTOR IDEAL
El tiristor bloquea los voltajes positivos como los
negativos. (Rectas 1 y 2 en la figura)
Con corriente de gate, asume las características de un
diodo. (Rectas 1 y 3 en la figura)
Por esto también es denominado diodo controlado o
SCR - Silicon Controlled Rectifier.
CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN TIRISTOR REAL
Al igual que el diodo real, el tiristor tiene modificaciones
sustanciales en relación a la característica ideal
observándose que los voltajes máximos que el tiristor
consigue bloquear, tanto directa como inversamente,
son limitados. (VAKmax y VRM respectivamente)
Las demás no idealidades mencionadas para el diodo
son también válidas para el tiristor. Como son la fuerza-
electromotriz en serie con una resistencia.
Fig. 1.6

Capítulo 1
1.2 - El Tiristor
PÉRDIDAS EN CONDUCCIÓN
La potencia media disipada por el tiristor en conducción es representada por la expresión siguiente:
Donde ITmed e ITeftotal son los valores medio y eficaz de la corriente que el tiristor conduce.
2
eftotaloTTo IRIVP med
CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE LOS TIRISTORES (Conmutación)
Bloqueo a Conducción:
Inicialmente es estudiado el comportamiento en el disparo. En el instante ‘t0’ el interruptor S es cerrado, lo que da
partida a todo un proceso de inicio de conducción, donde las formas de onda son mostradas por la figura 1.8.
Donde tc - tiempo de cierre
td - tiempo de retardo
tr - tiempo de caída de la tensión
Ánodo-Cátodo
V
T
+
_
E
RL
Rg
S
ig
Vg
t
t
v g
i
VT
10% de I g
t
0
10% de E
d
90% de E
0
0
t
t t
g
C
R
Fig. 1.8Fig. 1.7

Capítulo 1
1.2 - El Tiristor
El tiempo de retardo (td) depende:
A) De la amplitud de la corriente de gate.
B) De la velocidad de crecimiento de la corriente de Gate
El tiempo tR es independiente de la corriente de Gate.
En general el valor de tC es superior a 1uSeg e inferior a 5 uSeg. La figura muestra dos corrientes de Gate con
formas diferentes.
Se tiene que :
La curva 2 - nos da un disparo rápido y
la curva 1 - un disparo lento.
I g
0
t
2
1
Fig. 1.9

Capítulo 1
1.1 - El Tiristor
t inv
1V
I T
0
t
t q
VT
dt
di L
t 0 Q RR
E
t
t
t1
2
3
2
S es abierto
2
V
V +VTL
BLOQUEO DE UN TIRISTOR
Sea la estructura mostrada en la Fig. 1.10. Inicialmente
el interruptor S se encuentra abierto, y el tiristor T se
encuentra en conducción.
Para iniciar el bloqueo de T el interruptor S es cerrado.
Donde los fenómenos asociados al bloqueo son
semejantes al descrito para el diodo, las formas de
onda son mostradas por la Fig. 1.11.
El tiempo tq es especificado por el fabricante del tiristor
y es denominado tiempo mínimo de aplicación de
voltaje inverso. Si este tiempo no se cumple el tiristor
continua conduciendo.
Cuando se trata de conmutación forzada, el tiempo tq
es un dato fundamental cuanto menor es, mejor es el
tiristor, ya que podrá operar a frecuencias más
elevadas.
Para tiristores rápidos se tiene 10uSeg<tq<200uSeg.
Obs: El tiristor no puede ser bloqueado por gatillo
(gate).
T
1
L
+
_
E
R
E 2
G
S
iT
_
+
Circuito
Auxiliar de Apagado
Fig.1.10
Fig. 1.11

Capítulo 1
1.3 - El Transistor Bipolar de Potencia
El transistor bipolar de potencia es un semiconductor con estructura NPN.
Por razones tecnológicas los PNP no son producidos.
Los transistores son unidireccionales en tensión y corriente.
CARACTERISTICA ESTÁTICA DEL TRANSISTOR DE POTENCIA
Es normalmente empleado en corte y saturación. Por este motivo es
importante el comportamiento de la transición del estado de saturación al
estado de corte y viceversa, siendo caracterizado en estos casos por los
tiempos de conmutación, cuanto menor son estos tiempos mejor es el
transistor.
TRANSISTOR EN CORTE (Región 4)
En este estado el transistor es caracterizado solamente por soportar
polaridad de voltaje positiva.
VCE>0
Este valor también no puede ser muy grande como para dañar el
componente, este valor máximo es dado por el fabricante, VCEmax.
(Catálogo)
COLECTOR
EMISOR
BASE
+
-
VCE
bi
ic
Fig. 1.12

Capítulo 1
TRANSISTOR EN CONDUCCIÓN (Región 1)
También conocida como región activa o lineal (IC= IB) en esta
región el transistor es empleado en amplificadores y reguladores
lineales de tensión.
No presenta interés en electrónica de potencia debido a la alta
disipación de calor (pérdidas) que se da en esta región.
TRANSISTOR EN CUASI-SATURACIÓN (Región 2)
Es la región preferida en electrónica de potencia. El voltaje VCE es
bajo, definiéndose en esta región la ganancia forzada F, por la
relación F=Ic/Ib.
TRANSISTOR EN SATURACIÓN (Región 3)
Es la región donde para un ‘Ic’ dado, un aumento de ‘Ib’ no produce
una reducción de VCE. Si se desea frecuencias de trabajo altas esta
región debe ser evitada, debido a que provoca un aumento en el
tiempo de almacenaje (ts), es decir, aumenta los tiempos de
conmutación del transistor. En conducción es caracterizado por los
siguientes parámetros:
A) VCEsat - Para Ic<ICsat e Ib>Ibsat, el fabricante asegura que
VCE<VCEsat , dado por el catalogo del fabricante.
B) F - Ganancia forzada definida por F=Icsat/Ibsat (5< F<10)
C) Corriente máxima de colector: el transistor bipolar soporta esta
corriente si todas las otras restricciones son respetadas.
VCE
I
VCEsat
C
1
2
3
4
Ib
Fig. 1.13

Capítulo 1
CONMUTACIÓN DEL TRANSISTOR CON CARGA INDUCTIVA
A) Conmutación de bloqueado a conducción
Esta conmutación se da en 4 etapas:
1era Etapa: Transistor Bloqueado
En esta etapa la corriente de carga es igual a ‘ID’, la corriente ‘IC’ en
el transistor es nula. Sea VD= 0 entonces VCE=VCC.
2da Etapa: Crecimiento de la corriente iC
Durante la conmutación la corriente iL se mantiene constante. Así:
IC = iL - ID
y
VCE = VCC
Mientras la corriente de carga es conmutada del diodo para el
transistor, el voltaje VCE se mantiene constante. La presencia
simultanea de voltaje y corriente en el transistor provoca pérdidas de
conmutación.
3era Etapa: Recuperación del diodo
Cuando ‘IC’ se iguala a ‘IL’ el diodo D comienza a recuperarse con
una corriente inversa ‘IR’.
ID = - IR
Así:
IC = IL + IR
Durante la recuperación del diodo VCE se mantiene igual a VCC.
V
ib2
VCE
CC
I
+
-
IL D
+
-VBE
Vb2
a) PRIMERA ETAPA
= VCC
V
ib1
VCE
CC
I
+
-
IL D
+
-VBE
Vb1
b) SEGUNDA ETAPA
IC
= VCC
V
ib1
VCE
CC
I
+
-
IL D
+
-VBE
Vb1
c) TERCERA ETAPA
ic
= VCC
V
ib1
VCE
CC
+
-
IL
+
-VBE
Vb1
d) CUARTA ETAPA
ic
DCL
> VCEsat
Fig. 1.14

Capítulo 1
4ta Etapa: Decrecimiento de VCE
En esta etapa la tensión colector-emisor cae hasta su valor
de saturación. Este cambio se realiza con corriente de
colector con valor igual a la corriente de carga, por lo tanto
es disipativa.
5ta Etapa: Transistor en conducción
Después de la conmutación el transistor habrá asumido toda
la corriente de carga así:
Ic = IL
VCE = VCEsat
ID = 0
De la Fig. 1.15 se tiene que el tiempo de conmutación de
bloqueado a conducción es:
tF = tFV + tRi
Donde tRi = Tiempo de crecimiento de la corriente
tfV = Tiempo de decrecimiento del voltaje
Se recomienda el empleo de diodos rápidos, con esto la
corriente de pico en el transistor es reducida, como
consecuencia hay una reducción de la potencia perdida en la
conmutación.
Ib
t
0
t
0
t
0
t
0
t
0
Vb2
Vb1
IC IRM
IR
IL
Ib1
VCEsat
tRi
1 2 3 4
P
VB
VCE
tfv
tR
5
Vcc
Fig. 1.15

Capítulo 1
B) Conmutación de conducción a bloqueado
1era Etapa: Transistor saturado y en conducción
Ídem al de la conmutación anterior.
2da Etapa: Tiempo de descarga
Durante esta etapa se da la descarga (parte del tiempo de
almacenaje) de la capacitancia intrínseca entre base y emisor CB
La corriente ‘IC’ y el voltaje VCE durante este intervalo no son
modificados.
3era Etapa: Crecimiento del voltaje VCE
Mientras VCE<VCC el diodo D se mantiene polarizado inversamente
y no entra en conducción. Así:
VCE < VCC
IC = IL
Durante esta etapa ocurre la fase más crítica de la conmutación,
ya que el transistor conduce toda la corriente de carga mientras el
voltaje VCE crece.
4ta Etapa: Decrecimiento de la corriente de colector
Durante esta etapa, la corriente es conmutada del transistor para
el diodo. VCE = VCC
Ic = IL - ID con IL = constante
La corriente ‘IC’ decrece mientras VCE se mantiene en su valor
máximo igual a VCC normalmente tRV << tFi y puede ser ignorado.
V
ib2
V = VCE
CC
I
+
-
IL D
+
-VBE
Vb2
d) CUARTA ETAPA
Ic
CC
V
ib2
V < VCE
CC
+
-
IL DCL
Vb2
c) TERCERA ETAPA
ic
CC
V
ib1
VCE
CC
+
-
IL
+
-VBE
Vb1
a) PRIMERA ETAPA
ic
DCL
= VCEsat
V
ib2
VCE
CC
+
-
IL
CBE
Vb2
b) SEGUNDA ETAPA
ic
DCL
= VCEsat
Fig. 1.16

Ib
t
0
t
0
t
t
0
t
0
IC
tfi
1 2 3 4
P
VBE
VCE
tRv
tf
V
CC
VCEsat
PÉRDIDAS EN LA CONMUTACIÓN
a) Entrada en conducción:
Ignorando la corriente de recuperación del diodo la
energía perdida durante la entrada en conducción es
obtenida con la relación siguiente:
Eec = 0.5 * IC * VCE* tR
Por lo tanto Pec = 0.5*IC*VCE*tR*F
Donde tR = tRi + tfv
b) Bloqueo:
Las pérdidas en el bloqueo son dadas por:
Ebl = 0.5* IC* VCE* tf
Luego Pbl = 0.5* IC *VCE * tf * F
Donde tf = tRV + tfi
c) Pérdidas totales:
Las pérdidas totales son dadas por la suma, por lo tanto:
Ptot = 0.5* VCE* IC *F *( tR+tf )
Capítulo 1
Fig. 1.17

Capítulo 1
PÉRDIDAS DE CONDUCCIÓN
Las pérdidas de conducción son calculadas en el modo descrito a seguir:
Así
Donde IC = Corriente de colector media
VCEsat = Voltaje colector-emisor de saturación
IB = Corriente de base media
VBEsat = Voltaje base emisor con el transistor saturado
ton = tiempo de conducción del transistor
F = Frecuencia
T
t
VIVIP on
BEbCECCond satsat
FtVIVIP onBEbCECCond satsat

Capítulo 1
1.4 - El Transistor MOSFET
Es un interruptor con las siguientes características básicas,
entendidas como ventajas en relación al bipolar:
A) Tiempos de conmutación extremadamente cortos.
B) Alta impedancia de entrada, entre Gate y Source. De este modo
la potencia consumida y la complejidad del circuito de comando
es baja.
C) Comparado con el bipolar, tiene una mayor área de operación
Segura (SOA - Safe Operating Area).
D) Fácil de ser asociado en paralelo debido a que la resistencia de
conducción tiene coeficiente positivo de temperatura.
El símbolo del MOSFET canal N esta representado por la figura
al lado.
Gate
Source
Dreno
iD
+
-
Vds
Donde
Di = Diodo intrínseco
Fig. 1.18

Capítulo 1
CARACTERISTICA ESTÁTICA DEL MOSFET
La figura muestra la característica, donde pueden ser
observadas tres regiones distintas :
A) Región de resistencia constante
B) Región de corriente constante.
C) Región de corte
El MOSFET conduciendo es caracterizado por los siguientes
parámetros.
a) RDSon - Saturado el MOSFET se comporta como una
resistencia, que es un hecho importante ya que con esto se
determinan las pérdidas en conducción o la máxima ID.
RDSon aumenta con la temperatura con un coeficiente igual
0.7% para cada grado Celsius aproximadamente, para Tj
mayor que 25 o
C.
b) ID - Máxima corriente continua que el componente puede
conducir.
c) IDM - Máxima corriente pulsada de dreno que el MOSFET
puede conducir.
d) Vgs - Máximo voltaje entre gate source que puede ser
aplicado (positivo o negativo).
e) Vgsth - Voltaje gate source necesario para iniciar la
conducción, aproximadamente (~4V)
f) VDSon = RDSon * ID - Voltaje dreno-source con el MOSFET
conduciendo.
VDS
ID
A
VGS
B
~ 4V
~ 20V
C
Fig. 1.19

Capítulo 1
CARACTERISTICA DINÁMICA DEL MOSFET
La figura 1.20 presenta las capacitancias entre los
terminales del MOSFET donde :
CISS = CGD +CGS = capacitancia de entrada
COSS = CGD +CDS = capacitancia de salida
CRSS = CGD = capacitancia de transferencia.
Los valores de las capacitancias son dadas por los
fabricantes y varían con VDS pero no con la temperatura.
CISS es un parámetro importante en el comando y en los
tiempos de conmutación, este condensador debe ser
cargado y descargado por el circuito de comando de gate y
los tiempos de conmutación dependen de estos tiempos.
Sin embargo es COSS la que más influye en las pérdidas de
conmutación.
El MOSFET no tiene tiempo de almacenaje, (en realidad es
despreciable si se compara con las frecuencias de trabajo
del bipolar, siendo el tiempo de carga y descarga de CBE),
que es el mayor tiempo que el bipolar tiene en la
conmutación.
Gate
Source
Dreno
C
C
C
DS
GS
GD
Fig. 1.20

Capítulo 1
CONMUTACIÓN INDUCTIVA
Se admite que los principales mecanismos de pérdidas en las
conmutaciones del MOSFET se resumen en:
a) Recuperación inversa del diodo Db, cuando el MOSFET es
accionado.
b) La descarga del condensador parásito CDS cuando entra en
conducción el MOSFET.
c) Pérdida en bloqueo debido a CDS.
a) Entrada en conducción:
1era Etapa: Transferencia de energía
Inicialmente el MOSFET se encuentra bloqueado y la corriente circula a
través del diodo Db y la fuente Vout.
2da Etapa: Crecimiento de la corriente ID
El transistor es comandado a conducir en t= to. Luego cuando el voltaje
de gatillo alcanza VTH, la corriente de dreno comienza a crecer mientras
la corriente por ‘Db’ comienza a disminuir. Esta etapa termina cuando la
corriente de dreno llega al valor ILM.
3era Etapa: Comienzo de recuperación inversa del diodo
En esta etapa la corriente en Db tiene crecimiento negativo. Note que
esta corriente se suma a la del transistor ocasionando más pérdidas,
esta etapa termina cuando la corriente inversa del diodo comienza a
decrecer negativamente.
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
a) Primera etapa
CDS
VDS = Vout
+
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
b) Segunda etapa
VDS = Vout
+
CDS
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
c) Tercera etapa
VDS = Vout
+
CDS
Fig. 1.21

Capítulo 1
4ta Etapa: Termino de recuperación inversa del diodo
En la cuarta etapa la corriente inversa del diodo comienza a decrecer
negativamente hasta anularse, ID aún es la suma de ILM y la
corriente inversa, VDS cae aproximadamente 10 % del valor máximo.
Se tiene que cuanto menor es la resistencia de gate (RG) menor es
este intervalo.
5ta Etapa: Decrecimiento de la tensión VDS
En esta etapa la corriente en Db es cero. La corriente de colector es
igual a la de la fuente, VDS continua decreciendo (descarga de CDS)
hasta llegar al valor de saturación.
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
e) Quinta etapa
VDS < 90% Vout
+
CDS
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
c) Cuarta etapa
+
CDS
< VDS < Vout90% Vout

b) Bloqueo:
1era Etapa: Transistor conduciendo
Inicialmente el MOSFET se encuentra conduciendo la corriente de fuente
ILM.
2da Etapa: Crecimiento de la Tensión VDS
El transistor es comandado a bloquearse, la corriente de dreno se
mantiene constante mientras el voltaje VDS comienza a crecer.
3era Etapa: Decrecimiento de la corriente de dreno
En esta etapa el voltaje VDS se hace igual a la tensión de fuente lo que
hace que la corriente en Db comience a crecer en desmedro de la
corriente de dreno.
4ta Etapa: Transferencia de energía
En la cuarta etapa el diodo DB asume la corriente de la fuente por lo
tanto, la corriente de dreno es cero.
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
c) Tercera etapa
V =VDS out
I <ID LM
+
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
b) Segunda etapa
V >0DS
+
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
a) Primera etapa
Fig. 1.22
Capítulo 1
I
LM
R
G
v (t)G
+
_
D
Vout
Db
S
G
d) Cuarta etapa
V =VDS out
+

Capítulo 1
PÉRDIDAS DE CONMUTACIÓN EN EL MOSFET.
- Pérdidas de Entrada en Conducción
a) Debidas a la recuperación del diodo
La figura 1.23 muestra las curvas de corriente de dreno y de la tensión
VDS durante la entrada en conducción. Se observa que el transistor es
sometido simultáneamente a un aumento lineal de corriente de dreno
mientras la tensión continúa alta.
Las curvas mostradas por la figura son una buena aproximación de las
reales, por lo tanto empíricamente se obtiene la siguiente expresión de
pérdidas de entrada en conducción.
Aproximando ta = tRI, tiempo de crecimiento de la corriente
e Tb =10% de tFV, tiempo de caída de tensión, datos de catalogo.
b) Debidas a la capacitancia dreno-source( CDS )
La capacitancia CDS es responsable por una parte de potencia disipada
durante la entrada en conducción. Mientras el MOSFET esta abierto,
CDS esta cargado a un voltaje Vout. En el inicio de la conducción del
MOSFET, durante el intervalo tFV, el voltaje en sus terminales decrece
de Vout a cero, descargando el capacitor CDS. Esta descarga ocurre en
el interior del MOSFET no siendo posible observar este fenómeno.
Finalmente la expresión que representa las pérdidas debidas a CDS es:
6
t2t3
I
2
tt
IVfP ba
RM
ba
LMoutSdiodo
Vout
a b
Recuperación inversa del diodo
I + ILM RM
t t0
v (t)DS
i (t)D
Fig. 1.23
2
2
1
outDSSCds VCfP

Capítulo 1
- Pérdidas de bloqueo en el MOSFET
El comportamiento de la tensión y la corriente en el
MOSFET, durante el bloqueo, puede ser observado en
las figuras al lado. Durante el intervalo de tiempo ,
(Fig 1.24b) la corriente iD(t), la cual es constante e igual
a ILM, es dividida internamente en el MOSFET en dos
partes complementarias.
La primera parte iQ(t) fluye a través del MOSFET y la
segunda, iC(t), recorre el condensador parasito CDS del
componente. Se observa que solo en existen
pérdidas ya que después la corriente es desviada
totalmente para CDS y la corriente iQ es cero.
Finalmente la pérdida es representada por:
vDS
0 t
Vout
iD
ILM
Comando de
Gate
(t)
(t)
tFI
tRV
10%
10%
90%
90%
D
ILM
i (t)C
S
CDS
G
MOSFET
i (t)Q
RDon
I
LM
i (t)Q
0
Variación Cuadrática
de la tensión V
RV
v (t)DS
i (t)C
Se considera = a 10% de t
DS
DS
SLM
Bloq
C
fI
P
24
22
(a)
Fig. 1.24
(b)

Capítulo 1
1.5 - Cálculo Térmico
CÁLCULO TÉRMICO EN RÉGIMEN PERMANENTE
El objetivo del cálculo térmico es llegar a un valor de disipador
de modo de evitar que la temperatura de juntura alcance
valores próximos de la máxima temperatura permitida por el
dispositivo.
a) Un solo semiconductor en el disipador
Para el cálculo térmico será empleado el circuito equivalente
representado en la figura al lado.
Las variables representadas en la figura son definidas del
siguiente modo:
TJ - temperatura de juntura (O
C)
TC - temperatura de la capsula (O
C)
Ta - temperatura ambiente (O
C)
Td - temperatura del disipador (O
C)
P(AV) - potencia térmica producida por la corriente que circula en el
dispositivo y siendo transferida al medio ambiente (W).
RthJC - resistencia térmica entre juntura y capsula (O
C /W)
RthCD - resistencia térmica entre el componente y el disipador (O
C
/W)
RthDA - resistencia térmica entre el disipador y el medio ambiente
(O
C /W)
RthJA = RthJC+RthCD+RthDA - resistencia térmica entre la juntura y el
ambiente.
P(av)
Tj CT Td
TaRRthcdR thdathjc
Fig. 1.25

Capítulo 1
La ecuación empleada para el cálculo térmico de un componente
es la siguiente:
TJ - Ta = RthJA * P(AV)
Existe una analogía con un circuito eléctrico resistivo, representado
por la Fig. 1.26.
Se adopta el siguiente procedimiento:
a) P(AV) es calculado a partir de las características del componente
y de la corriente que por él circula.
b) TJ - dato dado por el fabricante del componente.
c) Ta - valor adoptado por el proyectista .
d) desde la expresión anterior se determina la resistencia térmica
total.
)(avP
aTjT
thjaR
V1 2
I
R
V
Fig. 1.26

Capítulo 1
e) con la expresión dada anteriormente se determina la
resistencia térmica del disipador.
Las resistencias térmicas RthJC y RthCD son datos dados por
el fabricante del dispositivo. Con un catálogo de
disipadores se puede escoger el más conveniente o el
valor más próximo.
b) Varios semiconductores en el mismo disipador
El diagrama de resistencias térmicas es mostrado por la
figura al lado.
Para determinar la resistencia térmica para este caso
pueden ser considerados los siguientes criterios:
A) - Calcular la temperatura del disipador, Td, para cada
dispositivo de la siguiente manera:
Luego tomar como temperatura del disipador,Td, el menor
valor calculado de las ecuaciones anteriores.
)(
thcd
R
thjc
R
thja
RthdaR
Ptot(av)1
Tj1 c1T Td1
TaR
Rthcd1R
thda
thjc1
Ptot(av)2
Tj2 c2T Td2
Rthcd2Rthjc2
Ptot(av)n
Tjn cnT Tdn
RthcdnRthjcn
Td
)( 111)(11 thcdthjcavtotjd RRPTT
)( 222)(22 thcdthjcavtotjd RRPTT
)()( thcdnthjcnnavtotjndn RRPTT
Fig. 1.27

Capítulo 1
Finalmente, la resistencia térmica del disipador es dada por la siguiente ecuación:
B) Considerar inicialmente las temperaturas de juntura para todos los semiconductores, iguales y menores a la
máxima temperatura de juntura (por ejemplo se recomienda admitir TJM =100O
C).
Una vez determinados los diferentes valores de temperatura del disipador con las tres ecuaciones dadas
anteriormente, tomar la temperatura del disipador Td, como la media de los valores obtenidos:
Una vez calculado, Td, se debe verificar si las temperaturas de juntura de cada semiconductor están dentro
del margen indicada por el fabricante en el catálogo. Si alguno esta arriba del máximo se debe reducir la
temperatura Td, hasta que todos estén abajo del valor máximo permitido.
Luego sustituir en la ecuación que representa RthDA .
navtotavtotavtot
ad
thda
PPP
TT
R
)(2)(1)( .....
n
TTT
T dndd
d
....21

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