Diseño y simulación de un amplificador de pequeña señal para una frecuencia de 97.3 MHz

1. ELECTRÓNICA DE RADIOFRECUENCIA
NOMBRE: ÁNGEL LEONARDO TORRES
FECHA: 12/07/2022
TAREA 2 – 2B
DISEÑO Y SIMULACIÓN DE UN AMPLIFICADOR DE PEQUEÑA SEÑAL
PARA UNA FRECUENCIA DE 97.3 MHZ
Tabla 1: Tabla de datos
DATOS
Transistor Polarización Configuración
Frecuencia
(MHz)
𝑽𝑪𝑪
(V)
𝑽𝑪𝑬
(V)
𝑽𝑩𝑬
(V)
𝑰𝒄
(mA)
2N2222A
Divisor de
Voltaje
Emisor
común
97.3 12 10 0.7 10
Con el 𝑽𝑪𝑬 y la 𝑰𝑪 que tenemos como datos, utilizamos el AWR para crear un esquemático
con el transistor de la tabla 1, luego trazamos las curvas de voltajes y corrientes para
encontrar el punto de polarización de nuestro transistor.
Fig. 1: Esquemático de curvas de voltaje y corriente del transistor.

2. Para ello con un marcador en la gráfica de Curvas_VI fijamos en 10V que seria nuestro
𝑽𝑪𝑬 y aproximamos en 10.324 mA que sería la corriente de colector 𝑰𝑪.
Identificamos nuestra 𝐼𝐵 que esta etiquetada como Istep y para calculos actualizamos
nuestra 𝐼𝐶
𝑰𝑪 = 10.32 𝑚𝐴 𝑰𝑩 = 46 𝑢𝐴
El siguiente paso es encontrar todos los valores de resistencia para diseñar un
amplificador para una polarización por divisor de voltaje, para que funcione a los valores
de la tabla 1: 𝑅𝐸, 𝑅𝐶, 𝑅1 𝑦 𝑅2, utilizando una alimentación de 12V.
𝜷 =
𝐼𝐶
𝐼𝐵
=
10.32 𝑚𝐴
46 𝑢𝐴
= 224.43
𝑰𝑬 = (𝜷 + 𝟏)𝑰𝑩
𝑰𝑬 = (224.43 + 1) ∙ (46 𝑢𝐴)
𝑰𝑬 = 10.36 𝑚𝐴
𝑽𝑪𝑬 = 𝑽𝑪𝑪 − 𝑰𝑪(𝑹𝑪 + 𝑹𝑬)
10 𝑉 = 12 𝑉 − 10.32 𝑚𝐴(𝑅𝐶 + 22 Ω)
Fig. 2: Grafica de curvas de voltaje y corriente del transistor fijada en 10V y aproximada en 10.32 mA de corriente colector
Fig. 3: Polarización por divisor de voltaje.
𝑹𝑬 = 22 Ω

3. −2 𝑉
−10.32 𝑚𝐴
= 𝑅𝐶 + 22 Ω
193.79 Ω = 𝑅𝐶 + 22 Ω
𝑅𝐶 = 193.79 Ω − 22 Ω
𝑅𝐶 = 171.79 Ω
𝑹𝑩 ≤
𝟏
𝟏𝟎
∙ 𝜷 ∙ 𝑹𝑬
𝑅𝐵 ≤
1
10
∙ (224.43) ∙ (22 Ω)
𝑅𝐵 ≤ 493.75 Ω
𝑽𝑩𝑩 = 𝑽𝑩𝑬 + 𝑰𝑪 (
𝑹𝑩
𝜷
+ 𝑹𝑬 )
𝑉𝐵𝐵 = 0.7 𝑉 + 10.32 𝑚𝐴 (
493.75 Ω
224.43
+ 22 Ω)
𝑉𝐵𝐵 = 0.9497 𝑉
𝑹𝟏 =
𝑉𝐶𝐶
𝑉𝐵𝐵
∙ 𝑅𝐵 = (
12 𝑉
0.9497 𝑉
) ∙ (493.75 Ω) = 6238.81 Ω
𝑹𝟐 =
𝑉𝐶𝐶
𝑉𝐶𝐶 − 𝑉𝐵𝐵
∙ 𝑅𝐵 = (
12 𝑉
12 𝑉−0.9497 𝑉
) ∙ (493.75 Ω) = 536.18 Ω
Diseñamos la red de polarización en AWR con resistencias de valores comerciales (Ver
Tabla 2).
Tabla 2: Valores de resistencias comerciales
R Valores
Matemáticos
Valores
Comerciales
𝑹𝑬 22 Ω 22 Ω
𝑹𝑪 171.79 Ω 180 Ω
𝑹𝟏 6238.81 Ω 5600 Ω
𝑹𝟐 536.18 Ω 470 Ω
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
RES
ID=R2
R=470 Ohm
RES
ID=R1
R=5600 Ohm
RES
ID=RC1
R=180 Ohm
RES
ID=RE1
R=22 Ohm
DCVS
ID=Vcc1
V=12 V
Fig. 4: Esquema de la red de polarización

4. Al sustituir en nuestro esquema de red de polarización con valores de resistencias
comerciales comparamos las corrientes y voltajes y observamos que los valores se
aproximan a los calculos realizados no difieren mucho.
Tabla 3: Comparación de
voltajes y corrientes de
simulación respecto a los
calculados.
RED DE POLARIZACIÓN - COMPONENTE RF
➢ DESACOPLO
Agregamos inductores y capacitores para desacoplar la señal de radiofrecuencia de
la señal del componente de DC de esta red de polarización.
Desacoplo del componente de DC del componente de RF.
Tabla 4: Valor de capacitor de desacoplo
Matemática Simulación
𝑉𝐶𝐸 10 V 9.978 V
𝑉𝐵 0.9497 𝑉 0.91 V
𝐼𝐶 10.32 𝑚𝐴 10 mA
𝐼𝐵 46 𝑢𝐴 44.8 𝑢𝐴
𝐼𝐸 10.36 𝑚𝐴 10.1 mA
Ideal C= 55 nF
Real (Murata) C = 4700pF ±5%
RES
ID=R1
R=5600 Ohm
1.98 mA
RES
ID=RC
R=180 Ohm
10 mA
RES
ID=R2
R=470 Ohm
1.94 mA
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
0.0448 mA
0.91 V
10 mA
10.2 V
10.1 mA
0.222 V
0 mA
0 V
DCVS
ID=Vcc
V=12 V
12 mA
12 V
0 V
RES
ID=RE
R=22 Ohm
10.1 mA
Fig. 5: Voltajes y corrientes de la red de polarización con valores de resistencias comerciales

5. Para realizar este desacoplo utilizamos un capacitor, haciendo uso de un nuevo
esquema (fig 9) y de la carta de smith de AWR (fig. 10), procedemos a realizar este
paso para lograr un cortocircuito para la señal de radiofrecuencia. Para lograr este
utilizamos los valores de capacitores de la tabla 4.
Desacoplo del componente de RF del componente de DC.
Para realizar este desacoplo utilizamos un inductor de choke en el camino del componente
de radiofrecuencia tanto a la entrada como a la salida, logrando buscar que el componete
de RF no se meta en el componente de DC para ello agregamos dos inductores en nuestro
esquema, tambien cambiamos unos de los puertos por un puerto de componente
armonico.
Agregamos medidores de voltaje y corriente para medir el voltaje y corriente del
componente de RF y el componente de DC.
Tabla 5: Valor de Inductor de desacoplo
Ideal L= 9362nH
Real (Coilcraft) L = 3300nH ±5%
Fig. 6: Esquema del capacitor de desacoplo. Fig. 7: Carta de Smith de la red de desacoplo del capacitor

6. Como observamos en la fig. 8 y fig 9 logramos ver que la linea de color rosa que
corresponde al componente de DC esta casi plana tanto de la onda de voltaje y corriente,
para ello utilizamos un inductor real que se muestra en la tabla 5.
DISEÑO COMPLETO DE LA RED DE POLARIZACIÓN DEL CIRCUITO.
Fig. 9: Corrientes de RF
Fig. 8: Voltajes de RF
Fig. 10: Esquemático del diseño completo de la red de polarización del circuito.
Lck=9362
PORT
P=2
Z=50 Ohm
PORT_SRC
P=1
Z=50 Ohm
Signal=Sinusoid
SpecType=Use doc freqs
SpecBW=Use doc # harms
Sweep=None
Tone=1
Pwr=-5 dBm
Ang={0} Deg
SUBCKT
ID=S4
NET="0402DF_332"
SUBCKT
ID=S3
NET="0402DF_332"
SUBCKT
ID=S2
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S1
NET="GRM1857U1H472JA44"
V_METER
ID=VM2
I_METER
ID=AMP2
I_METER
ID=AMP1
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
V_METER
ID=VM1
DCVS
ID=Vcc1
V=12 V
RES
ID=R2
R=470 Ohm
RES
ID=RC1
R=180 Ohm
RES
ID=RE1
R=22 Ohm
RES
ID=R1
R=5600 Ohm

7. RED DE ESTABILIDAD
Previo a crear nuestra red de estabilidad procedemos a calcular los parámetros de
dispersión o parámetros S de nuestro amplificador donde nos damos cuenta de que el
parámetro S(2, 1) que nos indican la ganancia que va a tener nuestro dispositivo en
nuestro caso este valor era menor a 1, es decir nuestro circuito no está amplificando,
estamos perdiendo.
Para solucionar este problema agregamos un capacitor de bypass en paralelo a la 𝑅𝐸,
logrando deslindar el valor de esta, teniendo asi la máxima potencia de salida en el
colector. Esta situación se da a que el valor de la 𝑅𝐸 es un valor pequeño de 22Ω.
Al agregar un capacitor de bypass, vamos a diseñar una red de estabilización resistiva
para ello agregamos un resistor de 470Ω en paralelo a la salida modificando así la
impedancia de salida logrando se estable junto a un capacitor de desacoplo en serie (ver
figura 11).
Comprobamos a través de las gráficas del factor mu y los círculos de estabilidad que
nuestro circuito es estable (ver fig. 12, 13, 14, 15).
Lck=9362
PORT
P=2
Z=50 Ohm
PORT
P=1
Z=50 Ohm
SUBCKT
ID=S5
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S6
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S2
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S1
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S3
NET="0402DF_332"
SUBCKT
ID=S4
NET="0402DF_332"
RES
ID=R1
R=5600 Ohm
DCVS
ID=Vcc1
V=12 V
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
RES
ID=R2
R=470 Ohm
RES
ID=RE1
R=22 Ohm
RES
ID=RC1
R=180 Ohm
RES
ID=R3
R=470 Ohm
Fig. 11: Esquemático del amplificador con la red de estabilización.

8. ➢ FACTOR MU
Factor MU1 y MU2 son mayores a 1 tanto para la salida como para la entrada.
➢ CÍRCULOS DE ESTABILIDAD
Fig. 12: Factores MU para una única frecuencia de 97.3 MHz
Fig. 13: Círculos de estabilidad para una única frecuencia de 97.3 MHz

9. ➢ FACTOR MU
Esta grafica nos indica que en un rango de frecuencias de 88.1 a 101.3 MHz en todos
los puntos el factor Mu es mayor a 1, esto nos indica que nuestro amplificador va a
funcionar en el estado incondicionalmente estable.
➢ CÍRCULOS DE ESTABILIDAD
Los círculos se encuentran trazados fuera de la carta de Smith lo que nos indica que
nuestro amplificador es estable.
Fig. 14: Factor MU para un barrido de frecuencias.
Fig. 15: Círculos de estabilidad para un barrido de frecuencias.

10. ➢ PARÁMETROS S
RED DE ACOPLO
➢ ACOPLO DE ENTRADA
➢ ACOPLO DE SALIDA
Fig. 16: Tabla de parámetros S con la red de estabilización.
Fig. 17: Esquemático de la red de acoplo de
entrada
Fig. 18: Carta de Smith de la red de acoplo de entrada
Fig. 19: Esquemático de la red de acoplo de
salida.
Fig. 20: Carta de Smith de la red de acoplo de salida

11. ➢ PARÁMETROS S ACOPLADOS
En la tabla de parámetros S acoplados observamos que el S(1, 1) que esta en 0.25652
casi no hay reflexión comparado S(1, 1) de la tabla de la figura 16 que nos muestra
los parámetros S sin acoplar, tambien observemos el parámetro S(2,2) bajo a
0.045814 que nos indica que no hay reflexión en el puerto 2, a parte la ganancia en el
parámetro S(2,1) subio de 18.651 dB figura 16 a 35.532 dB en figura 21.
DISEÑO FINAL DEL CIRCUITO DE
AMPLIFICACIÓN CON UN TRANSISTOR.
Fig. 21: Tabla de parámetros S, acoplados.
RES
ID=R1
R=5600 Ohm
CAP
ID=C1
C=11.4 pF
IND
ID=L2
L=37 nH
IND
ID=L1
L=235 nH
RES
ID=R2
R=470 Ohm
RES
ID=RC1
R=180 Ohm
RES
ID=RE1
R=22 Ohm
RES
ID=R3
R=470 Ohm
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
DCVS
ID=Vcc1
V=12 V
CAP
ID=C2
C=210 pF
SUBCKT
ID=S2
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S5
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S6
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S4
NET="0402DF_332"
Lck=9362
PORT
P=1
Z=50 Ohm
PORT
P=2
Z=50 Ohm
SUBCKT
ID=S1
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S3
NET="0402DF_332"
Fig. 22: Esquemático del amplificador con la red de acoplo simultaneo.

12. RESULTADOS
➢ PARAMETROS S AMPLITUD
➢ PARAMETROS S FASE
Fig. 23: Parámetros S de amplitud para un barrido de frecuencias
Fig. 24: Parámetros S de fase para un barrido de frecuencias

13. ➢ ONDAS DE VOLTAJE
➢ ONDAS DE CORRIENTE
Fig. 25: Ondas de voltaje para la frecuencia de 97.3 MHz
Fig. 26: Ondas de corriente para la frecuencia de 97.3 MHz

14. ➢ ESPECTRO DE LA SEÑAL
➢ POTENCIA SALIDA VS POTENCIA DE ENTRADA
Esta grafica nos muestra la saturación de nuestro amplificador a medida que aumenta
la potencia de la señal de entrada va aumentado la potencia de la señal de salida hasta
llegar al punto de saturación del transistor 2N2222A
Fig. 27: Espectro de la señal a 93.7 MHz con el tono principal y sus armónicos.
Fig. 28: Punto de saturación del amplificador

15. CIRCUITO DE AMPLIFICACIÓN CON UN TRANSISTOR 2N2222A CON UNA
POLARIZACIÓN DE DIVISOR DE VOLTAJE.
Pin=-20
Lck=9362
PORT_SRC
P=1
Z=50 Ohm
Signal=Sinusoid
SpecType=Use doc freqs
SpecBW=Use doc # harms
Sweep=None
Tone=1
Pwr=Pin dBm
Ang=0 Deg
PORT
P=2
Z=50 Ohm
RES
ID=R1
R=5600 Ohm
DCVS
ID=Vcc1
V=12 V
S
C
B
E
1
2
3
4 GBJT
ID=GP_2n2222a_1
RES
ID=R2
R=470 Ohm
SUBCKT
ID=S2
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S3
NET="10CS182"
SUBCKT
ID=S4
NET="10CS182"
RES
ID=RE1
R=22 Ohm
CAP
ID=C2
C=210 pF
RES
ID=RC1
R=180 Ohm
Xo Xn
. . .
SWPVAR
ID=SWP1
VarName="Pin"
Values=stepped(-50,10,0.1)
RES
ID=R3
R=470 Ohm
IND
ID=L2
L=37 nH
CAP
ID=C1
C=12.4 pF
IND
ID=L1
L=235 nH
SUBCKT
ID=S5
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S6
NET="GRM1857U1H472JA44"
SUBCKT
ID=S1
NET="GRM1857U1H472JA44"

16. CONCLUSIONES
• Haciendo uso de todas las herramientas que nos brinda AWR se ha diseñado un
amplificador de pequeña utilizando el transistor 2N2222A para una frecuencia de 97.3
MHz.
• De acuerdo a los parámetros S la ganancia de nuestro amplificador es de 35.dB.
REFERENCIAS
Carvajal, L. E. R., Sánchez-Mojica, K. Y., López, K. C. P., & Mateus, J. J. R. HERRAMIENTA TIC EN EL
PROCESO DE ENSEÑANZA-APRENDIZAJE DE DISEÑO DE AMPLIFICADORES MULTIETAPA CON
TRANSISTORES EN ALUMNOS DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA.
Ibarra Orama, L. (2017). Diseño de prácticas de laboratorio de amplificadores de pequeña señal en
droid tesla y everycircuit para la enseñanza de la Electrónica Analógica I (Doctoral dissertation,
Universidad Central" Marta Abreu" de Las Villas, Facultad de Ingeniería Eléctrica, Departamento de
Electrónica y Telecomunicaciones).
NI AWR Design Environment (14.0). (2018). [Software de Ordenador]. National Instruments.
https://www.awr.com/
Briceño. E (2022) Emisores y Receptores [Diapositiva Power Point]. Disponible En Cavas UTPL.
Boylestad, R. L., Nashelsky, L., Barraza, C. M., & Fernández, A. S. (2003). Electrónica: teoría de
circuitos y dispositivos electrónicos (Vol. 8). PEARSON educación.