CLASE 6 AMPLIFICADORES RF (4).pdf

Diseño de Amplificadores
de RF de potencia
1
MSc. Ing. Raúl Hinojosa Sánchez

Transistores de potencia para RF
Transistor de potencia RF
2400 - 2700 MHz
1450 - 1500 MHz
Transistor RF de
banda ancha
420 - 500 MHz
Transistor de
potencia MOSFET
Transistor de
potencia RF
2

Introducción
• El amplificador de potencia (PA)
es la última etapa de un
trasmisor.
• Tiene la misión de amplificar la
potencia de la señal (no
necesariamente la tensión) y
transmitirla a la antena con la
máxima eficiencia. En eso se
parecen a los amplificadores de
baja frecuencia, pero aquí la
distorsión o falta de linealidad
puede no ser importante.
3

Tipos de amplificadores de potencia de RF
Rg
Amplificador de
potencia de RF
+
RL
VCC
vg
+
-
vs
Amplificadores lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs es proporcional a la de entrada vg.
Amplificadores no lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs no es proporcional a la de entrada vg.
Caso especialmente interesante: tensión de salida vs proporcional a VCC.
4

Clasificación de los amplificadores de
potencia
• Los amplificadores de potencia tradicionales emplean
dispositivos activos (BJT o MOSFET) que se comportan
como fuentes de corriente controladas por tensión.
• Estos se clasifican atendiendo a la fracción del
periodo de la señal en que los dispositivos
permanecen en conducción.
• Si la entrada es una función sinusoidal, su argumento
se incrementa 360º a cada periodo de señal.
• La fracción del periodo en que los dispositivos
conducen se mide por el semiángulo de conducción,
𝜃, que está comprendido entre 0 y 180º.
5

Tres clases de amplificadores de
potencia
• Clase A: 𝜃 = 180º (conducen siempre)
• Clase B: 𝜃 = 90º (conducen medio periodo)
• Clase C: 𝜃 < 90º (conducen menos de medio
periodo)
• Cuanto menor es 𝜃 mayor es la eficiencia pero menor
es la linealidad.
• Existe otro tipo de amplificadores de potencia donde
los dispositivos funcionan en conmutación. Actúan
como interruptores que pasan alternativamente de
corte a conducción.
6

Clasificación de amplificadores de
potencia
7

Clase A
• En este tipo de amplificador, el elemento activo está siempre
en zona activa.
• De todos los tipos es el que produce menos distorsión, pero
también el que tiene menor rendimiento.
• En consecuencia, el ángulo de conducción es de 360° y
produce una réplica amplificada de voltaje de la señal de
entrada.
• Este tipo de amplificador es comúnmente empleado en
transmisores de Banda Lateral Única (SSB: Singled Side Band)
• Su esquema es similar al de un amplificador de pequeña señal.
De las configuraciones básicas se elige la de EC: Emisor común
para transistores BJT, porque tiene mayor ganancia en
potencia.
8

Configuración básica del Clase A
• Se elige la de EC: Emisor común para transistores
BJT, porque tiene mayor ganancia en potencia.
El punto Q de reposo, se
selecciona para conservar
siempre el transistor en la
región activa.
MSc. Ing. Raúl Hinojosa Sánchez 9

Rg
+
Polarización
Q1
iC
RL
VCC
+
-
vCE
Amplificador “Clase A” con la carga en el
circuito de polarización (I)
Circuito básico
10

Amplificador “Clase A” con polarización por
fuente de corriente (II)
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
+ -
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
+ -
Realización física de la fuente de corriente
+
-
La tensión en la fuente de corriente debe ser la mostrada
+
-
11

fuente de corriente (III)
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
+ -
+
-
IB
iC
vCE
VCC/RL
VCC
Recta de
carga en
continua
Recta de carga en alterna con
pendiente 1/RL
Elección del punto de trabajo para un valor de IC
Esta es la recta de carga de alterna con mayores niveles de tensión y
corriente y compatible con tensión positiva en la fuente de corriente
12

Q1
iC
RL
VCC
+
-
vCE
circuito de polarización (II)
IB
iC
vCE
VCC/RL
VCC
t
vCE1
t
iC1
PRF = ic1
2·RL/2 PCC = ic1·VCC
h = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC)
Elegimos un punto de
trabajo
Luego h crece con iC1. Pero el crecimiento de iC1 tiene un límite
13

Q1
iC
RL
VCC
+
-
vCE
circuito de polarización (III)
IB
iC
vCE
VCC/RL
VCC
Máximo valor de iC1
hmax = ic1·RL/(2·VCC) con iC1 = VCC/2RL
Por tanto: hmax = 1/4 = 25%
¡El 25% es un rendimiento máximo muy bajo!
iC1 = VCC/2RL
t
vCE1 = VCC/2
t
14

resistencia de colector (II)
VCC
iC
IB
vCE
VCC/RL
Recta de
carga en
continua
iC1
vCE1
Punto de trabajo
Recta de carga en alterna con
pendiente -(RC+RL)/(RL·RC)
¿Cómo debe elegirse RC para obtener rendimiento máximo?
¿Cuál será el rendimiento máximo?
No demostrado aquí: Condición de rendimiento máximo es 𝑅𝐶 = 2 · 𝑅𝐿 y
hmax = 1/(6 + 4· 2) = 8,57%. ¡Aún mas bajo!
Q1
RC
VCC
+
-
vCE RL
+ -
iC
iL
15

Resumen de los amplificador “Clase A” (hasta ahora)
• Toda la componente de
alterna de iC circula por la
carga.
• Pero en la carga se disipa
continua.
Q1
RC
VCC
+
-
vCE RL
+ -
iC
iL
Q1
RC
VCC
+
-
vCE RL
+ -
iC
iL
Q1
RC
VCC
+
-
vCE RL
+ -
RL
+ -
iC
iL
hmax = 8,57%
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
+ -
+
-
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
+ -
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
iC iL
Q1
IC
RL
VCC
+
-
vCE
+
-
+
-
vCE
iC iL
+ -
+
-
+
-
hmax = 25%
Q1
iC
RL
VCC
+
-
vCE
Q1
iC
RL
VCC
+
-
vCE
hmax = 25%
• Toda la componente de
alterna de iC circula por la
carga.
• Pero en la fuente de
corriente se disipa
continua.
• La componente de alterna de
iC circula por la carga y por la
resistencia de polarización.
• En la resistencia de
polarización se disipa continua
(además de alterna).
¿Podemos conseguir que en elemento de polarización no se disipe
ni alterna ni continua?
16

bobina de choque en el colector (I)
Circuito básico
Rg
+
Polarización
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE RL
+ -
iC
iRL
La bobina LCH debe presentar una impedancia mucho mayor
que RL a la frecuencia de trabajo
17

bobina de choque en el colector (II)
Circuito equivalente al básico
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE RL
+ -
iC
iRL
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
En ambos casos:
• Toda la componente de alterna de iC circula por la carga.
• En la bobina, obviamente, no se disipa potencia.
18

bobina de choque en el colector (III)
Otra posibilidad de realización física, pero con un grado de libertad más
Q1
Lm
VCC
+
-
vCE
RL’
iC
iRL’
Es como el caso anterior:
• Toda la componente de alterna de iC circula por la carga (modificada por la
relación de transformación del transformador).
• En el transformador, obviamente, no se disipa potencia.
Q1
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
1:n
RL’ = RL/n2
iRL’ = iRL·n
19

bobina de choque en el colector (IV)
Circuito de estudio
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
VCC
iC
IB
vCE
Recta de carga en
alterna con
pendiente -1/RL
Recta de carga en
continua
Punto de trabajo
¿Cómo debe elegirse el punto de trabajo para
obtener el máximo rendimiento posible?
20

bobina de choque en el colector (V)
t
vCE
VCC
iC
IB
Recta de carga en
continua
iC1
VCC+iC1·RL
PRF = (ic1·RL)2/(2·RL)
PCC = ic1·VCC
h = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC)
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
La componente de alterna en
el transistor es la misma que
en la carga
El máximo valor de ic1·RL es ic1·RL = VCC y por tanto hmax = 1/2 = 50%.
¡Ha mejorado, pero sigue siendo bajo!
21

bobina de choque en el colector (VI)
VCC
Recta de carga en
continua
iC
IB
vCE
2VCC
t
Situación con la máxima señal que se puede manejar
iC1=VCC/RL
2iC1
t
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
¿Cuál es el rendimiento cuando la señal no es la
máxima posible?
hmax = 50%.
22

bobina de choque en el colector (VII)
Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
Q1
LCH
VCC
+
-
vCE
RL
iC
iRL
VCC
Recta de carga en
continua
iC
IB
vCE
2VCC
2·VCC/RL
Pend. -1/RL
t
DvCE
t
DiC
PRF = (DvCE)2/(2·RL)
PCC = VCC
2/RL
h = PRF/PCC = 0,5·(DvCE/VCC)2
23

t
vCE sat
VCC-vCE sat
(VCC-vCE sat)/RL
VCC
Recta de carga en
continua
iC
IB
vCE
2VCC
2·VCC/RL
Pend. -1/RL
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de
choque en el colector
Con transistores reales (no
idealizados)
PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL)
PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL
h = 0,5·(VCC-vCE sat)/ VCC
24

Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de
choque en el colector
Señal modulada en amplitud
VCC
Recta de carga en
continua
iC
IB
vCE
2VCC
2·VCC/RL
Pend. -1/RL
t
vp
vm
vce(wmt, wpt)
vce(wmt, wpt) = DvCE(wmt)·sen(wpt)
DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)]
m = vm/vp
h(wmt) = 0,5·[DvCE (wmt)/VCC]2 
h(wmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(wmt)]2
hmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2]
hmed max  vp = VCC/2, m = 1
hmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% ¡Vuelve a ser muy bajo!
25

Amplificador Clase A con transistor BJT
26
El punto Q de reposo, se selecciona para conservar siempre el transistor en la
región activa.

Esquema del Amplificador Clase A
27
Amplificador VHF basado en el transistor BJT NPN de
Mitsubishi 2SC1972.
Este prototipo entregaba hasta unos 8W en toda la banda
de radiodifusión sonora en frecuencia modulada (88MHz ~
108MHz), para 1W de excitación.
El transistor está montado sobre un disipador térmico de
buenas proporciones.

Formas de entrada y salida del
amplificador clase A
28

Curvas generadas en el amplificador
Clase A
29

Ecuaciones que caracterizan el
amplificador Clase A
• 𝐼𝐷𝐶 = 𝐼𝐶𝑄
• 𝑖𝐶 𝜃 = 𝐼𝐶𝑄 − 𝐼𝐶𝑚𝑆𝑒𝑛(𝜃)
• 𝑣𝑜 𝜃 = 𝑉
𝑐𝑐 + 𝑉
𝑜𝑚𝑆𝑒𝑛(𝜃)
• 𝑣𝐶𝐸 𝜃 = 𝑉𝐶𝐶 + 𝑉
𝑐𝑚𝑆𝑒𝑛 𝜃
• En reposo la tensión sobre la inductancia es nula por
lo que 𝑉𝐶𝐸𝑄 =
𝑉𝐶𝐶. Pero la inductancia mantiene una
corriente constante 𝐼𝐶𝑄, es decir que para c.a. se
comporta como un circuito abierto.
• La amplitud máxima de 𝑣𝑜, 𝑉𝑝, que se puede lograr es
𝑉𝐶𝐶 y para eso es necesario que 𝐼𝐶𝑄𝑅𝐿 >
𝑉𝐶𝐶
30

Amplificadores Clase B
• En el clase B los elementos activos están en zona activa durante la mitad
del tiempo en cada ciclo de la señal si es un BJT, o en saturación si se trata
de un MOSFET.
• Es posible utilizar el mismo esquema del clase A, pero ahora con VBB ≈ 0.7,
de forma que el BJT sólo conduce cuando vi > 0. En este caso es
imprescindible poner en paralelo con RL un circuito LC sintonizado que
elimina todos los armónicos y deja pasar a la carga únicamente la
componente fundamental.
• Sin embargo el amplificador clase B que se va a analizar es otro, se trata del
que utiliza dos transistores complementarios con dos BJT
complementarios. En este caso no es necesario poner un circuito LC
sintonizado en paralelo con RL.
31

Amplificadores Clase B
• Los elementos activos están en zona activa durante la mitad del tiempo en cada ciclo de
la señal si es un BJT, o en saturación si se trata de un MOSFET.
• Es posible utilizar el mismo esquema del clase A,, pero ahora con VBB ≈ 0.7, de forma que
el BJT sólo conduce cuando vi > 0. En este caso es imprescindible poner en paralelo con
RL un circuito LC sintonizado que elimina todos los armónicos y deja pasar a la carga
únicamente la componente fundamental.
• Si se trata de utilizar dos transistores complementarios no es necesario poner un circuito
LC sintonizado en paralelo con RL.
• Aquí se elige VBB ≈ 0.7, para que cuando el voltaje de entrada sea vi > 0 conduzca Q1 y
cuando sea vi < 0 conduzca Q2.
• Admitiendo que los parámetros del modelo en pequeña señal de ambos BJT son iguales
(matching) y que tienen el mismo valor desde el momento en que éstos entran en zona
activa, sus corrientes de colector en el semiciclo que conducen son proporcionales a vi.
32

Amplificador Clase B con transistores complementarios
• Aquí se elige VBB ≈ 0.7, para que cuando el voltaje de entrada sea vi
> 0 conduzca Q1 y cuando sea vi < 0 conduzca Q2.
33

Amplificador “Clase B” con dos transistores
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (I)
RL’ = RL/n2
Rg
+
Q1
VCC
+
-
vRL
RL
iC1
iRL
1:1:n
iC2
+
-
vCE1
+
-
vCE2
+ -
Q2
Polarización
34

Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (II)
iB1
180º
Q1
VCC
iC1
iC2
+
-
vCE1
+
-
vCE2
Q2
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
iB1
iB2
iB2
180º
iC1
180º
iC2
180º
iRL
35

IB1
iC2
vCE2
VCC/RL’
VCC
vCE1
iC1
IB1
VCC/RL’
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (III)
iC1
180º
iC2
180º
+VCC
iC1
iC2
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
iRL
RL’ = RL/n2
iC1
180º
iC1
180º
iC2
180º
iC2
180º
+VCC
iC1
iC2
+
-
vRL
+
-
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
iRL
iRL
RL’ = RL/n2
Recta de carga en
continua
Pendiente -
1/RL’
t
iCpico
t
iCpico
Punto de trabajo
36

Cálculo del rendimiento máximo posible
PRF = iCpico
2·RL’/2
PCC = 2·VCC·iCpico/p
h = iCpico·RL’·p/(4·VCC) 
h = 0,785·iCpico·RL’/VCC
Como:
iCpico max = VCC/RL’, entonces:
hmax = p/4 = 78,5%
Como en el caso de un transistor
IB1
iC2
vCE2
VCC/RL’
VCC
vCE1
iC1
IB1
VCC/RL’
Recta de carga en
continua
Pendiente
1/RL’
t
iCpico
t
iCpico
Punto de trabajo
IB1
iC2
vCE2
VCC/RL’
IB1
iC2
vCE2
IB1
iC2
IB1
IB1
iC2
vCE2
VCC/RL’
VCC
vCE1
iC1
IB1
VCC/RL’
VCC
vCE1
iC1
IB1
VCC/RL’
vCE1
iC1
IB1
vCE1
iC1
IB1
iC1
IB1
IB1
VCC/RL’
Recta de carga en
continua
Recta de carga en
continua
Pendiente
1/RL’
Pendiente
1/RL’
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
t
iCpico
Punto de trabajo
Punto de trabajo
Punto de trabajo
37

hmax = 78,5%
Situación con la máxima señal que se puede manejar
Q1
VCC
iC1
iC2
+
-
vCE1
+
-
vCE2
Q2
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
Q1
VCC
iC1
iC2
+
-
vCE1
+
-
+
-
vCE1
+
-
vCE2
+
-
+
-
vCE2
Q2
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
+
-
vRL
+
-
+
-
vRL
RL
iRL
1:1:n
VCC
vCE1
iC1
IB1
Recta de carga en
continua
IB1
iC2
vCE2
Punto de trabajo
VCC/RL’
t
VCC/RL’
t
38

Comparación entre amplificadores “Clase A”, “Clase
B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores
Amplificador
Rendimiento
máximo
Ganancia de
tensión
Impedancia de
entrada iCmax
Banda
Clase A 50% RL·b/rBE Lineal 2·VCC/RL Ancha
Clase B,
1 transistor
78,5% RL·b/(2·rBE) No lineal 2·VCC/RL Estrecha
Clase B,
2 transistores
78,5% RL’·n·b/rBE
Lineal
VCC/RL’ Ancha
rBE = resistencia dinámica de la unión base-emisor
RL’ = RL/n2
39

Curvas generadas en el amplificador clase B
R es la resistencia vista a través de la mitad
del devanado primario con la otra mitad
abierta. 𝑅 =
𝑚2
𝑛2 𝑅𝑂
Mantener un voltaje de colector negativo
requiere que 𝑉
𝑐𝑚 = 𝑉
𝑐𝑐 limitando así la
potencia de salida a:
𝑃0 =
𝑉𝑐𝑚
2
2𝑅
≤
𝑉𝑐𝑐
2
2𝑅
=
𝑉𝑐𝑐
2
2
𝑚2
𝑛2 𝑅𝑂
La corriente 𝐼𝐷𝐶 puede calcularse como:
𝐼𝐷𝐶 =
1
2𝜋
‫׬‬
0
2𝜋
𝑖𝑐 𝜃 𝑑𝜃 =
2𝐼𝑐𝑚
𝜋
La eficiencia en este caso es:
𝜀 =
𝑃0
𝑃𝑖
=
𝑉𝑐𝑚
2
2𝑅
𝜋𝑅
2𝑉𝑐𝑚
1
𝑉𝑐𝑐
=
𝜋
4
𝑉𝑐𝑚
𝑉𝑐𝑐
≤
𝜋
4
≅ 0.785
40

Eficiencia máxima clase B
• Como el voltaje pico de colector es: 𝑉
𝑐𝑐 + 𝑉
𝑐𝑚 ≤ 2𝑉
𝑐𝑐 , la
corriente pico de colector es:
ൗ
𝑉
𝑐𝑐
𝑅
• La eficiencia máxima será:
𝜀𝑚á𝑥 =
ൗ
𝑉𝑐𝑐
2
2𝑅
2𝑉𝑐𝑐 ൗ
𝑉𝑐𝑐
𝑅
=
1
4
• La disipación máxima en cada transistor es:
𝑃𝑑1𝑚á𝑥 = 𝑃𝑑2𝑚á𝑥 =
𝑉𝑐𝑐
2
𝜋2𝑅
• Y tiene lugar en:
𝑉
𝑐𝑚 =
2𝑉𝑐𝑐
𝜋2𝑅
41

Conclusiones del Clase B
• Es de anotar que en clase B si no hay señal no se consume potencia.
Pero el máximo rendimiento sólo se consigue cuando Vpico = 𝑉
𝑐𝑐 . No
obstante, el amplificador no es tan lineal como el clase A,
especialmente por la distorsión de cruce, justo en el momento en que
un transistor se corta y empieza a conducir el otro.
• Los transistores de este amplificador trabajan en colector común (CC),
no ganan en tensión, sólo en corriente. Si la tensión de entrada no es
suficiente hace falta una etapa previa de ganancia en tensión.
42

Amplificadores Clase C
• En esta clase de amplificadores el elemento activo conduce un tiempo t1– t2 en
cada periodo T = 2π/ωo, de forma que el semiángulo de conducción, definido
como 2θο = ωo(t1– t2) sea inferior a π/2. En el clase B: θο = π/2, mientras que θο = π
en el clase A.
• Se utilizan en amplificadores de señales de onda continua (CW), modulación de
frecuencia (FM) y Modulación de amplitud (AM).
• La variación de amplitud que se requiere para una señal AM, se realiza variando
el voltaje de alimentación del amplificador de potencia.
• La tensión VBB es ahora negativa, de forma que el BJT sólo entra en zona activa
alrededor del máximo de vi, cuando vi + VBB > 0.7 V.
43

Amplificador clase C con transistor Mosfet
La corriente de colector en función del
semiángulo de conducción es:
𝑖0 𝜃 =
𝐼𝐷𝑄 − 𝐼𝐷𝐷𝑆𝑒𝑛 𝜃 ; 𝐼𝐷𝑄 − 𝐼𝐷𝐷𝑆𝑒𝑛 𝜃 ≥ 0
0 ; 𝐼𝐷𝑄 − 𝐼𝐷𝐷𝑆𝑒𝑛 𝜃 < 0
La corriente de polarización 𝐼𝐷𝑄 es negativa en
el amplificador clase C. Llamando 2y el ángulo
de conducción, el semiángulo de conducción
establece el modo del amplificador clase C:
𝑦 =
0, 𝐼𝐷𝐷 + 𝐼𝐷𝑄 < 0 𝑒𝑛 𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒
𝜋, 𝐼𝐷𝑄 − 𝐼𝐷𝐷 > 0 (𝑐𝑙𝑎𝑠𝑒 𝐴)
𝐴𝑟𝑐𝐶𝑜𝑠
−𝐼𝐷𝑄
𝐼𝐷𝐷
, 𝑂𝑡𝑟𝑜 𝑚𝑜𝑑𝑜
44

Polarización Clase C
𝐼𝐷𝑄 = −𝐼𝐷𝐷𝐶𝑜𝑠(𝑦)
Corriente de alimentación 𝐼𝐷𝐶 requerida:
𝐼𝐷𝐶 =
1
2𝜋
‫׬‬
0
2𝜋
𝑖𝐷 𝜃 𝑑𝜃 =
1
2𝜋
𝐼𝐷𝑄𝑦 + 𝐼𝐷𝐷𝑆𝑒𝑛(𝑦
𝐼𝐷𝐶 =
𝐼𝐷𝐷
𝜋
𝑆𝑒𝑛 𝑦 − 𝑦𝐶𝑜𝑠(𝑦)
Potencia de entrada: 𝑃𝑖 = 𝑉𝐷𝐷𝐼𝐷𝐶
Magnitud del voltaje de salida:
𝑉0𝑚 = 𝑖𝐷 𝜃 𝑅 =
𝐼𝐷𝐷𝑅
2𝜋
2𝑦 − 𝑆𝑒𝑛(2𝑦)
45

Curvas características del amplificador clase C
Polarización: 𝐼𝐷𝑄 = −𝐼𝐷𝐷𝐶𝑜𝑠(𝑦)
Corriente de alimentación 𝐼𝐷𝐶 requerida:
𝐼𝐷𝐶 =
1
2𝜋
‫׬‬
0
2𝜋
𝑖𝐷 𝜃 𝑑𝜃 =
1
2𝜋
൫
൯
𝐼𝐷𝑄𝑦 +
𝐼𝐷𝐷𝑆𝑒𝑛(𝑦
𝐼𝐷𝐶 =
𝐼𝐷𝐷
𝜋
𝑆𝑒𝑛 𝑦 − 𝑦𝐶𝑜𝑠(𝑦)
Potencia de entrada: 𝑃𝑖 = 𝑉𝐷𝐷𝐼𝐷𝐶
Magnitud del voltaje de salida:
𝑉0𝑚 = 𝑖𝐷 𝜃 𝑅 =
𝐼𝐷𝐷𝑅
2𝜋
2𝑦 − 𝑆𝑒𝑛(2𝑦)
46

Circuito
resonante
Amplificadores “Clase C”
Circuito básico
Rg
+
Polarización
Q1
L
VCC
+
-
vCE
RL
+ -
iC
iRL
C
VCC
+
-
vRL
¿Se puede el rendimiento máximo teórico mayor que el 78,5%?
¿Qué hay que sacrificar?
iC
< 180º 47

Amplificadores “Clase C” lineales
¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º ?
VB+vgBE
t
t
fC
Rg
+
+
-
vCE
iC
vg
VB
+
-
vBE
iB
iB
vg
¿Cómo conseguir proporcionalidad entre iB y vg?
vgBE
rBE
48

iB = 0
• Si wt < (p-fC)/2 o wt > (p+fC)/2,
iB =
Rg+rBE
Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE)
• Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2,
Para conseguir proporcionalidad entre iB y vg
debe cumplirse:
- Que VB+vgBE varíe proporcionalmente a Vg
pico.
- Que fC no varíe.
Relaciones entre variables:
• vg = Vg pico·sen(wt)
• fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg pico]
VB+vgBE
t
t
vg
fC
iB
49

Amplificadores
“Clase C” lineales
Rg
+
+
-
vCE
iC
vg
VB
+
-
vBE
iB
+ -
RB
CB
VB = (Vg pico – vgBE)·RB/(RB + Rg + rBE)
VB + vgBE = Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) + vgBE·(Rg + rBE)/(RB + Rg + rBE)
Si Vg pico·RB >> vgBE·(Rg + rBE), entonces:
VB + vgBE  Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) es decir, proporcionalidad.
¡Ojo! como: vg = VB + vgBE + (Rg + rBE)·iB si vg >> vBE 
Pequeña ganancia.
Realización física
vBE = vgBE + iB·rBE
vgBE
rBE
50

fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg pico]
Entonces:
iB = [sen(wt) – cos(fC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE)
y, por tanto:
iC = [sen(wt) – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE)
El valor de pico vale:
iCpico = [1 – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE)
Es decir:
iB =
Rg+rBE
Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE)
Como:
iC = iCpico·
1 – cos(fC/2)
sen(wt) – cos(fC/2)
b
L
VCC
+
-
vCE
RL
+ -
iC
iRL
C
VCC
+
-
vRL
b
L
VCC
+
-
+
-
vCE
RL
+ -
iC
iRL
C
VCC
+
-
+
-
vRL
iC
fc
ICpico
51

Cálculo del rendimiento máximo posible (I)
PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL)
iCpico max = vCE0 min/[RL’·(1 – cos(fC/2)] = [VCC(1 – cos(fC/2))]/[RL’·(1 – cos(fC/2)] 
iCpico max = VCC/RL’
IC
iC
vCE
IB
Pendiente
-1/[RL’·(1 – cos(fC/2)]
t
DvCE
VCC
fC
t
iCpico
p-fC
2
vCE0
PCC = VCC·IC
RL’ = ·
1 – cos(fC/2)
fC– senfC
RL
2p
h = PRF/PCC 
IC =
p·[1 – cos(fC/2)]
sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)
·iCpico
4·VCC·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)]
iCpico·RL’·[fC– senfC]
h = PRF/PCC =
Luego h crece con iCpico. Calculamos el valor máximo:
52

Linealidad: Difícil, sacrificando ganancia.
Rendimiento máximo: Alto, 80-90 %.
Ganancia: Baja.
Impedancia de entrada: Muy no lineal.
Corriente de colector: Picos altos y estrechos.
Ancho de banda: Pequeño.
Resumen de características:
53

Amplificadores “Clase C” “muy no lineales”
Circuito
resonante
L
VCC
+
-
vCE
RL
+ -
iC
iRL
C
VCC
+
-
vRL
El transistor trabaja “casi” en conmutación
iC
• El circuito resonante resuena libremente
y repone la energía que transfiere a la
carga en los periodos de conducción del
transistor.
• El valor de pico de la tensión de salida es
aproximadamente el valor de la tensión de
alimentación:
vRL = VCC·sen(wt)
• El rendimiento es bastante alto.
iC
L RL
C +
-
vRL
VCC
54

Potencia y eficiencia Clase C
• Potencia de salida:
𝑃0 =
𝑉𝑜𝑚
2
2𝑅
• Eficiencia:
𝜀 =
𝑃0
𝑃𝑖
La eficiencia en clase C es más elevada que en clase A ó B.
• Cuando 𝑉𝑑𝑚 = 𝑉0𝑚 = 𝑉𝐷𝐷 , La eficiencia puede relacionarse con
el semiángulo de conducción. Fijando: 𝑉𝑑𝑚 = 𝑉𝐷𝐷 :
𝑃0 =
𝑉𝐷𝐷
2
2𝑅
• Entonces la eficiencia máxima será:
𝜀𝑚á𝑥 =
2𝑦 − 𝑆𝑒𝑛 2𝑦
4 𝑆𝑒𝑛 𝑦 − 𝑦𝐶𝑜𝑠 𝑦
55

Amplificadores Clase D
• Los transistores trabajan en conmutación, pasan del estado de corte al
de conducción y viceversa de forma instantánea.
• La señal de entrada, vin, debe ser cuadrada y de suficiente amplitud
para llevar los transistores alternativamente de corte a saturación (de
corte a zona lineal si son MOSFETs).
56

Amplificadores Clase D
• Trabajando en este modo el transistor se puede asimilar a un
interruptor ideal (abierto en corte, cerrado en saturación).
• Este tipo de amplificadores no son lineales (muchas veces ni siquiera
ganan en tensión, sólo en corriente), sólo se pueden aplicar a señales
de amplitud constante, como por ejemplo las moduladas en PM o en
FM (pero de banda muy estrecha), o a señales digitales.

Circuito del Amplificador Clase D
58

Amplificadores “Clase D”
+
-
vRL
D1
RL
L
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
iL
vRL
Circuito básico
vA
VCC/2
-VCC/2
59

Amplificadores “Clase D”
L +
-
vRL
D1
RL
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
vA
VCC/2
-VCC/2
= + Armónicos
vRL
DvRL
DvRL = (VCC/2)·4/p = 2·VCC/p
Luego la tensión de salida es proporcional a la
alimentación  Puede usarse como modulador
de amplitud.
Análisis
• Menor frecuencia de
operación debido a que
los transistores trabajan
en conmutación.
60

L +
-
vRL
D1
RL
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
L +
-
vRL
D1
RL
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
+
-
vRL
+
-
+
-
vRL
D1
RL
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
D1
RL
C
+VCC
iC2
D2
Q1
Q2
iC1
iD2
iD1
A
+
-
vA
+
-
+
-
vA
iL
+ -
VCC/2
Amplificadores “Clase D” y amplificadores “Clase E”
iC1
iC2
vA
iL
Clase D Clase E
vA
iL
iC1
iC2
iD2
iD1
vA
iL
 Conmutación forzada en los
diodos: salen de conducción
cuando entran los transistores en
conducción.
 Conmutación natural en los
diodos: salen de conducción
cuando se invierte la corriente por
resonancia.
61

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