bxc

1. TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO (FET)
Los transistores de efecto de campo son dispositivos de tres terminales cuya corriente principal
se debe al movimiento de portadores mayoritarios y es controlada por un campo eléctrico.
Existen dos tipos de fet: JFET o fet de juntura y los MOSFET o transistores de efecto de campo
de metal-óxido-semiconductor; en este apunte nos dedicaremos a los JFET.
1.- Resistividad de una barra semiconductora:
Para entender el mecanismo del control de la corriente principal del JFET por una tensión
consideremos primero a una barra semiconductora extínseca. Sea NA la concentración de
impurezas aceptoras y ND la concentración de impurezas donoras en la barra. A temperatura
ambiente se pueden considerar a todas las impuerzas ionizadas. Si n es la concentración de
electrones libres y p es la de huecos, al ser el material eléctricamente neutro (igual carga
positiva que negativa) debe cumplirse:
ND + p = NA + n
Pues, al estar las impurezas ionizadas, las donoras contribuirán con una concentración de
carga positiva ND mientras que las aceptoras lo harán con una concentración de carga negativa
NA resultando la carga total nula.
Ahora consideremos una barra semiconductora tipo n de longitud L y sección uniforme s
siendo ND la concentración de impurezas y NA = 0
Entonces, a temperatura ambiente en un semiconductor n la concentración de electrones libres
es aproximadamente igual a la concentración de impurezas donoras ND.
Si ahora aplicamos a la barra una tensión V entre sus extremos por la barra circulará la
corriente I. La resistencia que la barra presenta será función de su resistividad y de su
geometría. La resistividad en un semiconductor dependerá de las concentraciones de
portadores y de la movilidad de estos:
1
 = ------------------------
e (n n + p p )
n : movilidad de los electrones
p : movilidad de los huecos
Entonces:
n = ND + p
Como el número de electrones
es mucho mayor al de huecos
nos queda:
n  p
n  ND

2. La movilidad de los portadores es un parámetro que es función de la temperatura, de la
intensidad del campo eléctrico aplicado y tam.bién depende del material semiconductor (Si o
Ge).
Volvamos a nuestra barra. Como podemos despreciar la concentracón de huecos p y n  ND,
la resistividad será:
1
  ---------------
e n ND
Y la resistencia que la barra presenta será: R =  L / s
2.- Funcionamiento del JFET:
Veamos la estructura simplificada de un JFET de canal n. Ahora en las caras opuestas de la
barra semiconductora tipo n se han formado dos regiones tipo p cuya concentración de
impurezas es mucho mayor que la de la barra n (NA >> ND). Tendremos entonces dos junturas
pn formadas por las regiones p llamadas regiones de puerta (gate) G y la barra n. Al centro de
la barra tendremos el canal por el cual circula la corriente ID entre el drenaje (drain) D y la
fuente (source) S. Aplicamos entre el extremo S y G una tensión VGS = - VGG que polariza a la
unión pn en inversa, por lo que por G circulará una pequeña corriente inversa IG. Además
apliquemos entre D y S la tensión VDS por lo que tendremos una corriente entre D y S.
Como IG es una pequeña corriente inversa de saturación podemos considerar que:
ID  - IS
Siendo la corriente de drenaje ID la corriente principal en el JFET y cuyo sentido será el
convencional.
Al estar las regiones de puerta mucho más impurificadas que la barra n la penetración de la
zona de transición será mucho mayor en la barra que en el material p. Esta zona está formada
por los iones fijos en el cristal no existiendo cargas libres en ella por lo que el ancho del canal
estará reducido por la penetración de la zona de transición en la barra; es decir: la zona de
transición “barre” de portadores libres a una porción de la barra. El ancho de esta zona
depende de la polarización inversa aplicada y el ancho efectivo del canal disminuirá a medida

3. que aumente esta polarización. Entonces, la tensión VGS aplicada modifica la geometría de la
barra y por lo tanto la resistencia que ofrece la barra a la corriente ID. Esto hará que para una
determinada tensión VDS la corriente ID sea función de la tensión de polarización inversa de la
puerta G.
Al circular la corriente ID la caída óhmica a lo largo del canal hará que la polarización inversa de
las uniónes pn sea mayor del lado del drenaje que de la fuente por lo cual el ancho de la zona
de transición será más pronunciado cerca de D que de S.
El término efecto de campo se debe a que el mecanismo de control de la corriente es el efecto
de la extensión del campo eléctrico asociado con las cargas de los iones fijos en el cristal que
forman la zona de transición de la juntura puerta-canal.
Aumentando la polarización inversa veremos que para una dada tensión VGS = VP , llamada
tensión de contracción, la barra se estrangula completamente y como la carga libre será nula
la corriente ID se hará cero. Vemos entonces que el ancho del canal está gobernado por la
tensión inversa VGS aplicada y con ello la corriente que circula por el canal. Además, vemos
que los JFET son dispositivos unipolares, es decir que la corriente principal se debe al
movimiento de portadores mayoritarios.
Símbolos:
Característica estática de salida:
En la región lineal podemos definir la resistencia ofrecida por el FET como:
Veamos la característica estática de salida para
un JFET de canal n cuando el terminal común
entre la entrada y la salida es S. En ella se trazan
las curvas de la corriente ID en función de VDS
siendo VGS el parámetro de las curvas.
En principio consideremos que G y S están en
cortocircuito: VGS = 0.
En la región lineal, cerca del
origen, la corriente ID aumenta
proporcionalmente con VDS, es
decir que el FET se comporta
como una resistencia que
dependerá de la resistividad del
material n, de la longitud de la
barra y de la sección del canal. Con
bajos valores de VDS la contracción
del canal será prácticamente
uniforme y por ello se da esta
proporcionalidad entre ID y VDS.
Hemos visto la operación de un JFET de
canal N. La operación de un JFET de canal P
es similar solo que se invierte el tipo de
semiconductor para el canal y la zona de
puerta, la polaridad de las tensiones
aplicadas y el sentido de la corriente ID.

4.  VDS
RD = -----------
 ID
Y será la inversa de la pendiente de la característica de salida en esta zona.
Veamos ahora la región no lineal. A medida que ID aumenta con VDS el ancho del canal ya no
será uniforme sino que la penetración de la zona de transición del lado del drenaje será mucho
más pronunciada que del lado de la fuente. El incremento de ID ya no será proporcional al de
VDS sino que nuevos aumentos de VDS provocan menores incrementos de la corriente. En el
JFET, a medida que nos acercamos desde S hacia D, la polarización inversa de las junturas va
en aumento y esta polarización inversa aumentará al ir aumentando VDS. Esto nos muestra una
dependencia de VDS del ancho del canal y por lo tanto de ID . Es de esperar que la corriente ID
llegue a un valor de saturación para un dado valor de VDS. Esto ocurre cuando el canal llega a
una contracción máxima (ancho ) en donde nuevos incrementos de VDS no provocarán
incrementos apreciables de ID que se mantendrá prácticamente constante.
Decimos entonces que el JFET estará trabajando en la zona de saturación o de corriente
constante. En esta zona nuevos incrementos de VDS no provocarán mayores contracciones del
canal sino que el ancho mínimo del canal  vaya corriendose hacia la fuente.
Planteando la ecuación de la corriente ID podemos llegar a que el JFET alcanza la zona de
saturación cuando la tensión VDS llega al valor:
Si ahora aplicamos una
polarización inversa haciendo a VGS
negativa, la curva partirá de VDS = 0
con una contracción inicial del
canal por lo que la resistencia que
este ofrece será mayor y la
pendiente de la recta en la zona
lineal que es inversamente
proporcional a esta resistencia será
menor
El ancho mínimo del canal 
será menor por lo que la
corriente ID en saturación (IDS)
será menor a medida que
aumente la VGS negativa.

5. VDS(mínimo) = VGS – VP Condición de pinch-off
Por lo que a medida que aumentamos la VGS negativa la saturación ocurrirá para valores
menores de VDS.
En la zona de saturación: VDS > VGS – VP
El fenómeno de la saturación de la corriente de drenador es bastante complejo y la teoría
expuesta es válida en JFETs cortos. Para JFETs más largos, en donde la relación entre la
longitud y el ancho del canal es grande, el fenómeno se explica mejor por la teoría de Shockley
que considera que las zonas de transición se unen en el extremo del drenador.
Para valores elevados de VDS, el campo eléctrico en la unión provocará su ruptura por
multiplicación por avalancha y el JFET se destruirá por sobreelevación de temperatura. A
medida que VGS se hace más negativa esta tensión se suma a a la de drenaje y por lo tanto la
ruptura se dará a valores menores de VDS.
Característica de transferencia:
La característica de transferencia representa la relación entre la tensión VGS y la corriente de
drain en la zona de saturación: IDS En la práctica se comprueba que será pequeño el error
cometido si se asume que IDS viene dado por la parábola:
Idealmente, si VGS = VP el canal se contrae totalmente e IDS = 0. En la práctica tendremos una
pequeña corriente de fuga IDOFF del orden de los nA. En estas condiciones decimos que el
JFET se halla en estado de corte.
Esta característica estará muy influida por la temperatura y por la dispersión de la serie en
JFETs del mismo tipo.
Analisis gráfico de una etapa amplificadora a JFET:
El JFET es un dispositivo que puede actuar como amplificador. Si por ejemplo entre G y S
aplicamos la señal de un generador de tensión variable en el tiempo, a la salida entre D y S
podremos obtener una señal de prácticamente la misma forma que la de la entrada pero de una
amplitud mayor.
Consideraremos un amplificador a JFET al cual se le aplica a su entrada un generador de
señal senoidal. Para el análisis trazaremos la recta de carga sobre la característica estática de
salida.
VGS
IDS = IDSS [ 1 - ------------ ] 2
VP
Donde :
IDSS : Corriente de saturación para VGS = 0
VP : Tensión de contracción del canal.
En la malla de entrada tendremos: vGS = vi -VGG
En la malla de salida: VDD = iD RD + vDS

6. Esta última ecuación es la ecuación de una recta, llamada recta de carga, en el plano VDS , ID
en el cual se representa la característica de salida del JFET. Tracemos la recta de carga sobre
la característica de salida del JFET pues VDS e ID tienen que satisfacer a ambas.
Para ello hallamos la intersección de la recta de carga sobre los ejes:
VDD
Si vDS = 0 -----> iD = --------
RD
Si iD = 0 ------> vDS = VDD
La pendiente será -1 / RD
se mueva sobre la recta de carga entre los puntos 1 y 2. En la figura se muestra la varación de
la tensión vGS, la corriente iD y la tensión vDS al aplicar la señal vi.
Llamamos:
iD = IDS + id ; vGS = - VGG + vi ; vDS = VDS + vds
Las variables con minúscula corresponden a magnitudes variables en el tiempo. El subíndice
mayúsculo indica que corresponden al valor total de la variable: la componente de continua más
la componente de alterna. Las variables con mayúscula corresponden a valores de continua.
Cuando vGS se hace más positiva la corriente iD aumenta por lo la caída sobre RD también
aumenta y entonces vDS tendrá su fase invertida respecto del generador vi.
Podemos definir la relación entre las amplitudes de la tensión de salida y la de entrada llamada
ganancia de tensión. Esta será:
Vds (pico)
Av = ---------------
Vi (pico)
Para la continua (vi = 0)
tendremos que VGS = - VGG y en
la intersección de la recta de
carga con la curva que
corresponda a esta tensión
tendremos el punto de
operación estático Q (VDS, IDS).
El generador en serie con VGG
hará que la tensión de puerta
varíe entre los valores que
corresponden a las curvas que
se muestran en la figura
haciendo que el punto de
operación ahora dinámico

7. Suponiendo que el JFET al aplicar la señal se comporta en forma lineal (lo cual es bastante
aproximado dentro de cierto rango limitado de excursión de la señal) al aplicar una entrada vi
senoidal tendremos una id senoidal y una vds senoidal.
Hagamos un balance de potencia. Si la entrada vi es nula estaremos en las condiciones de
continua. Multipliquemos la expresión de Kirchoff de la malla de salida por la corriente de
drenador.
VDD IDS = VDS IDS + IDS
2
RD = PDD
Obtendremos entonces la potencia entregada por la fuente de alimentación en continua PDD.
PDD se reparte entre la potencia que se disipa en el JFET y la potencia de continua que se
disipa en RD.
Ahora consideremos el funcionamiento con la señal de entrada senoidal aplicada. A las
magnitudes de continua se le sumará una componente alterna debida a la variación de la señal.
Multiplicando la ecuación de la malla por la corriente instantanea iD:
VDD iD = VDS iD + iD
2
RD
Siendo: iD = IDS + Idmax sen t
Para hacer el balance de potencia debemos ahora calcular el valor medio en ambos miembros.
1 2
Pmed = ---------- VDD iD dt
2  
1 2 1 2
Pmed = ---------- VDD IDS dt + -------- Idmax sen t dt
2   2  
Como la segunda integral es nula: Pmed = VDD IDS
Entonces, en este amplificador llamado clase A, la potencia entregada por la fuente es
independiente de la forma de operación. Esto no siempre es válido ya que en otras
configuraciones la potencia entregada por la fuente depende de la señal.
Veamos la potencia en la carga:
1 2 Idmax
2
PRD = ---------- RD iD
2
dt = IDS
2
RD + -------- RD
2   2
Al aplicar la señal, la potencia en la carga ha aumentado en el segundo término de la expresión
que corresponde a una potencia de alterna originada en la variación de iD con la entrada. Como
la potencia entregada por la fuente se mantiene constante, es la potencia que se disipa en el
transistor la que disminuye. Es decir que el JFET actúa como dispositivo convertidor de
potencia de corriente continua en potencia de corriente alterna, criterio que se emplea en los
amplificadores de potencia y en los convertidores estáticos de potencia.
Modelo incremental de pequeña señal:

 


8. El análisis gráfico se emplea cuando la señal aplicada es tal que hace que el punto de
operación dinámico del FET sufra grandes excursiones respecto del punto de operación
estático Q. Esto no es posible hacerlo para pequeñas señales en donde la excursión del
punto dinámico se restringe a un pequeño entorno alrededor del punto Q. El análisis se hace
empleando un modelo incremental de pequeña señal. Los parámetros de este modelo
dependerán de la ubicación punto de operación dinámico pero como este al aplicar la señal de
entrada no se aparta mucho del punto estático podremos determinarlos a partir de las
condiciones estáticas y considerarlos constantes resultando un modelo lineal.
De la característica estática de salida vemos que la corriente iD es una función de vGS y vDS :
iD = f (vGS,vDS)
Consideremos pequeñas variaciones de vGS y vDS de manera que el punto de operación
dinámico se mueva en un entorno del punto de operación estático Q. Para determinar la
variación de iD podemos desarrollar en serie de Taylor alrededor del punto Q. Si la variación es
muy pequeña, podemos considerar solo los términos de primer orden y el error cometido al
despreciar a los términos de orden superior será pequeño.
 iD  iD
 iD = --------  vGS + ----------  vDS
 vGS  vDS
Donde:
 iD = id ;  vGS = vgs ;  vDS = vds
1
La ecuación se transforma en: id = gm vgs + ------- vds
rd
Donde:
 iD Transconductancia
gm = -----------
 vGS VDS
1  iD rd: resistencia de drenaje
-------- = ---------
rd  vDS VGS
Estos serán los parámetros del cuadripolo que emplearemos para el análisis. El más
importante es la transconductancia gm al que podremos hallar en forma aproximada por
definición derivando IDS respecto de VGS.
2 IDSS VGS VGS 2 1/2
gm = - ------------ ( 1 - -------- ) = gmo ( 1 - ----------- ) = - ---------- (IDSS IDS )
VP VP VP VP
2 IDSS
gmo = - ------------- transconductancia para VGS = 0
VP
gm varía con la raíz cuadrada de IDS. En la práctica la relación lineal entre gm y VGS es solo
aproximada siendo una curva en lugar de una recta.

9. rd corresponde al hecho de que en la zona de saturación las características no son
perfectamente horizontales sino que manteniendo VGS = cte la corriente ID sufrirá un pequeño
incremento al aumentar VDS. La corriente que circule por rd al aumentar vDS tiene en cuenta
este incremento. Por definición, rd será la inversa de la pendiente de la característica de salida
en el punto de reposo y al ser estas prácticamente horizontales resultará de un valor elevado.
La ecuación de id corresponderá al siguiente cuadripolo lineal:
variación de vGS representada por el generador de corriente dependiente y por la corriente que
circula por rd al variar vDS.
Podemos además definir otro parámetro, el factor de amplificación  :
 vDS
 = ------------- = rd gm
 vGS ID
Esto nos permite obtener un modelo de pequeña señal Thevenin que es muy útil para el
análisis cuando a la salida del circuito nos queda definida una malla:
Estos modelos son válidos dentro del rango de las audiofrecuencias. A frecuencias más
elevadas debemos considerar los efectos capacitivos en en JFET.
Cgs corresponde a la capacidad de transición de la juntura puerta-canal entre G y S, lo mismo
que Cds pero entre G y D.
El valor de estas capacidades es del orden de los pF por lo que a baja frecuencia pueden
considerarse un circuito abierto pero a medida que la frecuencia aumenta la corriente que por
ellos se deriva será apreciable y deberán ser tenidos en cuenta.
Una serie de valores típicos de los parámetros del JFET:
gm : 0,1 – 10 mA/V
rd: 0,1 – 1 M
Consideramos que la impedancia entre G y S es
infinita al estar la puerta polarizada en inversa y no
tomar una corriente apreciable.
A la salida, el incremento de iD viene dado por la
La polaridad del generador dependiente tiene
en cuenta el hecho de que si vGS se hace más
positiva, iD aumenta por lo que vDS disminuye.

10. Cds: 0,1 – 1 pF
Cgs, Cgd: 1 – 10 pF
Polarización:
Polarizar un transistor significa hallar un punto de operación estático Q de manera que el
dispositivo se comporte satisfactoriamente al amplificar una señal con un mínimo de distorsión,
cumpliendo los requerimientos de ganancia de tensión, disipación de potencia y rendimiento del
circuito y presentando un cierta estabilidad del punto elegido al variar la temperatura o
variaciones debidas a la dispersión de las características de los dispositivos de una misma
serie. Estos objetivos a veces no pueden ser satisfechos simultaneamente.
No hay una única ubicación posible para el punto de operación estático sino que depende de la
performance esperada por lo que podemos definir una zona para la ubicación de Q en la
característica estática de salida. Veamos los límites de esta zona para un JFET que va a
trabajar como amplificador.
Por lo que en el plano VDS, ID se la puede representar con una hipérbola cuyo parámetro es
PD = cte. En la característica se dibuja la hipérbola correspondiente a PDMAX que no debe ser
sobrepasada.
Otra limitación la constituye la máxima tensión VDS admisible VDSMAX que no debe sobrepasarse
para evitar la destrucción del JFET por multiplicación por avalancha.
Si el JFET va a trabajar como amplificador con variaciones simétricas de la tensión vDS
alrededor del punto Q, para que la distorsión de la señal sea mínima debemos polarizarlo en la
zona de saturación por lo que la curva de VDSmínimo constituye otro límite para la polarización.
Tomando como límite inferior para la polarización ID = 0 nos queda delimitada la zona rayada
de la figura.
Veamos ahora que circuitos pueden emplearse para la polarización del JFET.
Uno muy usado es el de autopolarización por fuente:
Uno de los límites viene dado por
la máxima potencia de disipación
admisible del dispositivo PDMAX.
Esta potencia la da el fabricante
para una temperatura de carcaza
de 25 C y disminuye con la
temperatura.
La potencia disipada en el JFET
será: PD = VDS ID
La corriente IDS que circula por RS nos dará la
tensión VGS que fija el punto de polarización Q.
Las ecuaciones que deberemos plantear son:
VDD = IDS (RS + RD) + VDS
VGS
IDS = IDSS  1 - ----------  2

11. La ecuación de la malla de salida nos permite trazar la recta de carga estática sobre la
característica de salida del JFET. Las intersecciónes con los ejes serán:
Si ID = 0 -------> VDS = VDD
VDD
Si VDS = 0 -----> ID = -----------------
RD + RS
El punto estático Q (VDS, IDS) estará en la intersección de la recta de carga estática con la
característica de salida que corresponda a la tensión VGS establecida. Veamos como lograrla.
La corriente IG es del orden de los nA (pues corresponde a una juntura polarizada en inversa)
pudiendo despreciarse en la malla de entrada la caída de tensión en la resistencia RG.
VGS = - IDS RS
Como en esta conexión G es la entrada del amplificador, no podemos simplemente conectarla
a tierra sino que la referimos a ella por medio del resistor RG fijando la polarización del JFET.
RG será la impedancia vista por el generador de señal y un criterio para elegirla es que sea lo
suficientemente elevada para que no caiga excesivamente la impedancia de entrada. Pero
además que mantenga la condición de que la caida IG RG sea despreciable frente a la tensión
sobre RS.
El empleo de RS permite obtener cierta estabilidad en la polarización porque si por alguna razón
IDS aumenta esto incrementará la tensión VGS negativa y esto produce una disminución en IDS
tendiente a reducir el incremento inicial.
La ecuación de VGS nos permite trazar la recta de polarización (cuya pendiente será –1 / RS) en
la característica de transferencia del JFET. En la intersección de esta recta y la característica
tendremos el punto de polarización.
La pendiente de la recta de polarización estática
ahora viene dada por : -1 / RD + RS

12. Para los JFET de una misma serie existe una dispersión de las características debidas a las
tolerancias de fabricación. El fabricante porporciona los valores extremos de IDS y VP (y a veces
las características de transferencia extremas) que podemos hallar en JFETs de la misma
serie. La característica de nuestro JFET estará entre estas curvas extremas. Esto hará que
según el dispositivo que usemos el punto de polarización se ubique en lugares distintos.
Veamos el caso en que queremos que la corriente de reposo IDS se halle acotada entre dos
valores IA e IB.
Pero en algunos casos esta restricción en IDS no es posible cumplirla solo eligiendo RS por lo
que debemos hacer que la recta de polarización no pase por el origen y satisfaga la ecuación:
De esta forma, el valor de Rs resultará mayor que en el caso anterior disminuyendo la
pendiente de la recta de polarización y entonces el rango de variación posible de IDS al cambiar
de dispositivo será menor.
Si la corriente en el divisor de tensión es mayor que 1 A la corriente IG aún puede considerarse
despreciable. Si aumentamos VGG la variación de la corriente IDS será menor pero esto estará
restringido por la condición de que VDS deberá ser mayor que VGS – VP para trabajar en
saturación lo cual nos obligaría a aumentar la tensión de fuente VDD a medida que aumentamos
VGG.
Amplificadores con JFET:
Para ello, la recta de polarización debe
cortar a las curvas de transferencia
entre los puntos A y B como lo
muestra la figura. Cualquiera sea el
dispositivo que nos toque la condición
se cumplirá eligiendo adecuadamente
RS.
VGS = VGG - IDS RS
VGG puede obtenerse mediante
un divisor de tensión R1-R2 que
agrega una polarización fija a la
puerta.
R2
VGG = VDD ------------------
R1 + R2
Como una de las características fundamentales
del JFET que influyen en su elección como
dispositivo amplificador es su impedancia de
entrada, la precaución que debe tomarse al
elegir las resistencias es que la impedancia de
entrada vista por la señal será R1//R2 y estas se
deben escoger de manera que no reduzca
considerablemente este parámetro.

13. Al emplear al JFET como amplificador este se puede conectar según tres configuraciones: en
fuente común, en drenador común o en puerta común. Consideraremos cada una de estas
configuraciones y obtendremos los parámetros del amplificador: impedancia de entrada,
ganancia de tensión e impedancia de salida.
Fuente común:
Primero consideraremos el caso general en donde la resistencia RS no tiene un capacitor en
paralelo.
La salida se toma en el drenador: vo1. Al quedarnos una malla a la salida nos conviene
emplear el circuito incremental de pequeña señal Thevenin.
Despejando vgs y reemplazando:
id  Rs (1 + ) + Rd + rd 
vi = -------

 vi
id = ------------------------------------
Rs (1 + ) + Rd + rd
 vi Rd
vo1 = ------------------------------------
Rs (1 + ) + Rd + rd
Si elegimos convenientemente RG podemos
despreciar el efecto de la impedancia interna
del generador. RG estará en paralelo con la
impedancia de entrada del JFET es muy
elevada (por ej. 100 M). Acoplamos la
entrada mediante el capacitor Cg de manera
de bloquear cualquier componente de continua
y a este capacitor lo consideraremos un
cortocircuito a la frecuencia en que estamos
haciendo el análisis, es decir que
analizaremos el circuito en frecuencias
medias.
Haciendo la malla de
entrada: vi = vgs + id Rs
En la malla de salida:
 vgs = id (Rs + Rd + rd)
vo1 = - id Rd

14. La ganancia de tensión a frecuencias medias será:
vo1  Rd
Avm = - ------------ = - ------------------------------------
vi Rs (1 + ) + Rd + rd
El signo menos corresponde al hecho de que la tensión de salida en el drenador estará en
contrafase respecto de la tensión de entrada.
Supongamos que:  = 200 ; Rs = 1 k ; Rd = 10 k ; rd = 200 k
Avm = - 4,87
El valor de Rs afecta a la ganancia de tensión puesto que aparece en el denominador
multiplicado por ( + 1). Podemos evitar ese efecto desacoplándo Rs mediante un capacitor
Cs conectado en paralelo. Este capacitor afectará la respuesta en baja frecuencia del
amplificador pero si se lo elige convenientemente podremos hacer que se comporte como un
cortocircuito en el rango de frecuencias de interés.
Entonces, con Rs = 0 (desacoplado por el capacitor en paralelo)
 Rd
Avm = - ------------------- = - 9,52
Rd + rd
Vemos que el valor de la ganancia de tensión sube considerablemente.
Esto también podemos verlo en forma gráfica. En el caso anterior la recta de carga dinámica
coincidía con la estática. Con el agregado de CS la pendiente de la recta de carga dinámica
resulta mayor: - 1/ RD puesto que la única resistencia vista por la señal será RD. Esto quiere
decir que con iguales variaciones de vGS la variación de vDS y de iD serán mayores que en el
caso anterior y por lo tanto la ganancia de tensión aumentará.
Además como  = gm rd:
Avm = - gm (Rd // rd)
El paralelo a la salida entre
Rd y rd puede verse
usando el circuito
incremental Norton muy útil
cuando la fuente se
encuentra a tierra.

15. La impedancia de entrada del circuito será la vista por el generador. Esta será RG que debe
elegirse convenientemente para que no reduzca considerablemente la impedancia de entrada
del amplificador frente a la impedancia interna del generador.
Veamos la impedancia de salida Zo vista por la carga Rd. Para ello ponemos un generador de
tensión a la salida y apasivamos la entrada quedándonos G a tierra.
V
Zo = --------- = rd + Rs (1 + )
id
Con los valores dados: Zo = 400 k
Vemos que Rs además aumenta Zo .Si agregamos el capacitor Cs a frecuencias medias
tendremos:
Zo = rd = 200 k
Como rd es de valor elevado (100 k – 1 M) en fuente común tendremos elevada impedancia
de salida.
Si nos interesa la impedancia de salida vista a la derecha de Rd sera:
Zo =  rd + Rs (1 + )  // RD
Generalmente el valor de RD es mucho menor que el de rd por lo que Zo  RD.
Drenador común:
Ahora la salida la tomamos en la fuente S (vo2). Consideremos el caso más general en donde
RD  0.
Haciendo un análisis similar:
El generador entrega la corriente id.
V = id (rd + Rs) -  vgs
Ahora: vgs = - id Rs
V =  rd + Rs (1 + )  id

16. vo2  Rs
Avm = ------------ = -------------------------------
vi Rs (1 + ) + RD + rd
En este caso Avm es positiva porque la salida está en fase con la entrada y es menor que la
unidad, aún cuando RD = 0. Si RD = 0 y el término Rs (1 + ) en el denominador prevalece
frente a rd:
Avm  1
En este caso, como la salida “sigue” a la entrada a este circuito se lo denomina seguidor por
fuente.
La impedancia de entrada como en el caso anterior muy elevada.
Veamos la impedancia de salida:
Haciendo la malla: V =  vgs - ( rd + Rd ) id
V (1 + )
id = ----------------
rd + Rd
1 1 + 
i = V  ---------- + ------------- 
Rs rd + RD
V
Zo = -------- = Rs //  (rd + RD) / 1 +  
i
En este caso la impedancia de salida será mucho menor que en el caso anterior:
Zo = 500 
Entonces, en drenador común tendremos ganancia de tensión menor que 1, elevada
impedancia de entrada y baja impedancia de salida.
Puerta común:
Consideremos el siguiente circuito en donde hemos omitido por simplicidad los circuitos de
polarización. G se encuentra a tierra y la señal ingresa al circuito por la fuente.
V = - vgs
La corriente que entrega el generador será:
V
i = ---------- + id
Rs
El circuito incremental de pequeña señal será:

17. Haciendo la malla: vi = - id ( rd + RD + Rs) +  vgs
vgs = - vi – id Rs
vi = - id rd + RD + Rs (1 + )  -  vi
id
vi = - ----------- rd + RD + Rs (1 + ) 
1 + 
(1 + ) vi
id = - --------------------------------
rd + RD + Rs (1 + ) 
Como: vo = - id Rd
vo (1 + ) RD
Avm = -------- = ---------------------------------
vi rd + RD + Rs (1 + ) 
Vemos que la salida está en fase con la entrada y el valor de la ganancia de tensión es elevada
y prácticamente igual al caso de fuente común.
Veamos la impedancia de entrada:
Como la corriente que entrega el generador es id:
vi Rd + rd
Zi = -------- = Rs + -----------------
id 1 + 
Reemplazando valores: Zi = 2 k
La impedancia de entrada resulta muy baja frente a la de las otras dos configuraciones.
Veamos la impedancia de salida:
La corriente que entrega el
generador es:
V
i = id + ---------
Rd

18. Hacendo la malla: V = id (Rs + rd) -  vgs
vgs = - id Rs
V = id  rd + Rs (1 + )  y reemplazando:
1 1
i = V  ------- + ----------------------- 
Rd rd + Rs (1 + )
V
Zo = ---------- = Rd //  rd + Rs (1 + ) 
i
Igual que en el caso de fuente común.
La configuración más empleada es la de fuente común pues proporciona elevada ganancia de
tensión y elevada impedancia de entrada. El empleo de las otras dos configuraciones está
condicionada a obtener valores de impedancia de entrada o salida adecuadas para ciertas
aplicaciones.
Bibliografía:
Millman y Halkias : Electronica Integrada