Diseño de un Filtro Polifásico Activo en Tecnología SiGe 0.35 µm para un Receptor Basado en el Estándar IEEE 802.11a

DISEÑO DE UN F T
IL RO
P IF
OL ÁSICO ACT IVO E N
T CNOL
E OGÍA SiGe 0.35 µm
PARA UN RE P OR B
CE T ASADO
E E E ÁNDAR IE E 802.11a
N L ST E
Autor: D. Tamara Delgado Alemán
Titulación: Sistemas Electrónicos
Tutores: Francisco Javier del Pino Suárez
Sunil Lalchand Khemchandani

Índice

Introducción
BLOQUE I: Introducción Receptor de WLAN
Objetivos

Teoría general sobre filtros integrados
BLOQUE II: Teoría y diseño
Diseño de filtros pasivos
de filtros paso bajo
Filtros Gm-C

BLOQUE III: Desarrollo del Transconductor real de Nauta
proyecto Filtros polifásicos

Conclusiones
BLOQUE IV: Conclusión
Presupuesto

Introducción

Movilidad
Instalación rápida y sencilla
Ventajas
Coste reducido
Escalabilidad

Receptor de WLAN

Velocidad máxima: 54Mbps
Modulación: OFDM
Estándar 802.11a
Ancho de banda del canal: 20MHz
Frecuencia: 5GHz

I

LNA
90º
5 GHz
Q

Receptor de WLAN

I

LNA
90º
5 GHz
Q

Objetivos

Especificaciones del filtro polifásico integrado paso banda

Parámetros Especificaciones

Tipo de filtro Butterworth

Frecuencia central 20MHz

Ancho de banda 20MHz
Rechazo de banda -30dB

Teoría general sobre filtros

1

paso re c h a zo
¿Qué es un filtro?

0
0 ω c ω

• Según la función que desempeñan
Clasificación de los filtros
• Según los componentes que lo forman


• Según la función que desempeñan
pueden ser del tipo:
0

-0
1
Butterworth

d ( ( ,3)
BS4 )
-0
2

-0
3

Chebyshev -0
4

-0
50
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
-0
1
Chebyshev inverso f qG z
r, H
e

d ( ( ,7) d ( ( ,5)
BS8 ) BS6 )
-0
20

-5
-0
3
Elíptico o de Cauer -0
1
-0
4

-5
1
-0
5
- 00
2 .0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
Bessel-Thomson -5
2 f qG z
r , H
e

-0
3
0.0 0.5 1.0 1
.5 2.0 2.5 3.0

f qG z
r, H
e


• Según los componentes que lo
forman:

Pasivos (Ladder): Formado por
componentes pasivos (R, L, C)

Activos: Uno o más componentes
que lo forman son activos (OA,
OTA)


F ilt r o s R C d is c r e t o s a n a ló g ic o s

F ilt r o s S C

F ilt r o s g m - C

F il t r o s p a s i v o s L C

F ilt r o s d is t r ib u id o s
( g u ia - o n d a s )

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
10 10 10 10 10 10 10 10 10 10 10

Los filtros gm-C son el método más conveniente para el
diseño de filtros de frecuencias intermedias (FI)


• DC-Offset: Puede corromper las señales y
saturar las etapas siguientes. Se puede
compensar en caso necesario y afecta más
a los filtros paso bajo.

• Efectos de segundo orden
• Ruido: Es introducido por los circuitos
semiconductores. Generalmente se aloja
en la banda de paso de un filtro activo,
aunque no suele ser significativo (pW)


• Distorsión: Si los filtros presentan no
linealidades, a la salida aparecerán
componentes armónicas no deseadas que
se convierten en señal:
- Para los filtros paso bajo se medirá
mediante el parámetro THD:

• Efectos de segundo orden
F IL T R O AD C

- Para los filtros paso banda con el IP3:

F IL T R O AD C

Índice

Introducción
BLOQUE I: Introducción Receptor de WLAN
Objetivos

Teoría general sobre filtros integrados
BLOQUE II: Teoría y diseño
de filtros paso bajo
Filtros Gm-C

BLOQUE III: Desarrollo del Transconductor de Nauta
proyecto Filtros polifásicos

Conclusiones
BLOQUE IV: Conclusión
Presupuesto


• Es necesario conocer las especificaciones del filtro:

• Herramienta de diseño software ADS:


• Aproximación por el método de Butterworth:

L L
L
1 L
2
L 4 92 3 H
=1 .6 5 7 n L .0 6 8 n
=6 8 9 2 H
R e1 Oh
=1 - 2 m R e1 O m
=1 - 2 h

DT Pr
ot Pr
ot
P1 P2
D _L L was T _ce _b t rot
A C o p sD 1 ro ut wr
e h Nm
u =1 Nm
u =2
C C
D _L L was T
A C o p sD 1 C1 C2
F =1 H
p G z C .44 9 p
=2 3 7 3 F C .8 8 0 p
=5 7 1 9 F

F =2G z
s H
A =3d
p B
A =2 d
s 0B
N=4
R so sT p =M x ay l
ep ne ye a im l Fa
l t
R =5 O m
g 0 h
R=5 O m
l0 h


Tr
em DT Tr
em SP R M T R
- A A EE S
T r1
em T r2
em
D _L L wa s T _ce _b t rot
A C o p sD 1 ro ut wre h
Nm
u =1 Nm
u =2 S aa
_P rm
D _L L wa s T
A C o p sD 1
Z 0O m
=5 h Z 0O m
=5 h S1
P
F =1G z
p H
Sat G z
tr=0 H
F =2G z
s H
So =3 G z
tp .0 H
A =3d
p B
Se =1 .0M z
tp 0 H
A =2 d
s 0 B
N=4
R s o s T p =M x ay l
e p n e y e aim l Fa
l t
R =5 O m
g 0 h
R=5 O m
l0 h

1.2

1.0

0.8
a ( ( ,1)
m gS2 )

0.6

0.4

0.2

0.0
0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0

fqG z
r , H
e


1.2

1.0
m gS1 ,9)

a ( ( ,3)
a ( ( ,7)
a ( ( ,5)

a ( ( ,1)
a( ( 0 )

0.8
m gS4 )
m gS8 )
m gS6 )

m gS2 )

0.6

0.4

0.2

0.0
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0

f qG z
r , H
e

Butterworth
Chebyshev
Bessel-Thomson
Chebyshev inverso
Elíptico

Filtros Gm-C

• Formados por amplificadores de transconductancia (OTAs) y
condensadores
• OTA ideal: fuente de corriente controlada por tensión, BW, Zi y Zo
infinitas
• Circuito equivalente en pequeña señal:

io
vi C i + io
v1 gmvi ro C o vi gm -
v2 -

io = g m v i

io
vi C + io
i
ro C vi gm
-
v1 gmvi o
- +
v2

io io = g m v i

Filtros Gm-C

• Circuitos básicos con OTAs:

V V 1 + - Resistencia
R= = = gm
diferencial y
I gm ⋅ V gm - +
negativa

V s⋅C C
Z= = →L=
I gm 2 gm 2

Bobina flotante

Filtros Gm-C

• Filtros de primer orden (biquads):

gm1
Asimétrica gm2

V2 a ⋅ s ⋅ C + gm1
=
V1 s ⋅ C + gm 2

gm1 gm2
Diferencial

Filtros Gm-C

• Filtros de segundo orden (biquads):
 V   gm V4 gm V3   gm 1 V1  gm 2
s2 ⋅  b ⋅ 4
 V  + s ⋅b ⋅
  C ⋅ V − a ⋅ C ⋅ V  +  gm ⋅ V  ⋅ C ⋅ C
  
Vo    i   i 
T(s) = = i 1 i 2
2
1 2
=
Vi gm gm
s +s
2
+
C1 C1 ⋅ C 2
α ⋅ s2 + β ⋅s + ω2
b ·C 2 = 2 z

v3
a ·C 1 v4 s + s ⋅ ω 0 /Q + ω 02

v1 vo
+
gm 1 - + v2
+
gm - +
Asimétrica
3
- gm 2 - - gm 4 -
- -
(1 -b )·C 2
(1 - a ) ·C 1

Diferencial

Filtros Gm-C

• Filtros de orden superior:

- Conectar varias estructuras (biquads) de 1er y 2º orden en cascada:

er
1 o rd e n 2 o o rd e n 2 o o rd e n

- Simulación de filtros pasivos en escalera (ladder):

L 1 g ir a d o r L 2 g ira d o r

C 1 C 2 C 3

Filtros Gm-C

• Implementación:

- Objetivo: Filtro polifásico paso banda
Ancho de banda: 20MHz
Frecuencia central: 20MHz
Rechazo de banda: -30dB a 40MHz

Ancho de banda: 10MHz
Rechazo de banda: -30dB a 20MHz

Filtros Gm-C

• ADS 1) Filter Design Guide

Filtros Gm-C

2) Crear el ladder:

L L
L1 L2
L 0 .8 5 1 u
=3 8 7 0 1 H L 0 .8 5 1 u
=3 8 7 0 1 H
R e1 O m
=1 - 2 h R e1 O m
=1 - 2 h

Pr
ot Pr
ot
P1 P2
Nm
u =1 Nm
u =2
C C C
C1 C2 C3
C 1 .3 3 6 f
=8 9 0 8 1 F C .6 1 2 p
=2 5 3 3 F C 1 .3 3 6 f
=8 9 0 8 1 F

3) Sustituir las bobinas por giradores:

OTAs

VC
CS
S C7
R2

Filtros Gm-C

VC
CS VC
CS VC
CS
I pt
_inu VC
CS sla da
ad _Ie l
i
SC
R7 SC
R8 S C0
R1
S C2
R1
G= g S
m G= g S
m G= g S
m
R G= g S
m
R3
V C
_A R 100Oh
= 20 m
SC
R1
V c pl( ,0 V
a= o r )
a1
Fe= f q
rq re
C VC
CS C VC
CS C VC
CS C C
R
C0
1 C9 C8 C1
1 VC
CS C7
SC
R6 SC
R9 S C1
R1 R4
C Cn
= 1 G= g S
m C Ln
=C 1 G= g S
m C 2
=C n G= g S
m C Ln
=C 2 S C3
R1 C 3
=C n
R 100Oh
= 20 m
G= g S
m

4) Simular resultados:
m1 m4
0

m1
-0
5
f q1 0 H
r = .0 0 z
e
d ( a a a iv )
d ( a a civ )
Bs l _p s o
Bs l _a t o

d ( a a c o=- .0 1
Bsl _a t ) 6 2
id iv
-0
10
id
id

-5
10 m4
f q1 0 k z
r = 0 .0 H
e
-0
20 d ( a a aiv) 6 2
Bs l _p s o=- .0 1
id
-5
20
1 1 1 1 2 1 3 14 15 16 17
E E E E E E E 1 8 19
E E

f qH
r , z
e

Transconductores
OTA:

- Bloque más importante de los filtros gm-C
- Prestaciones adecuadas: ganancia mínima de 40dB y BW idóneo
- Valor mínimo de gm dependerá de la tecnología y de la inductancia:
C
gm ≥
L
- ro vendrá dada por:
AVDC
ro ≥
gm
OTA de Nauta:
- Basado en inversores CMOS
- Área reducida
- Idóneo para aplicaciones de baja tensión

Transconductor de Nauta
OTA de Nauta:
vd
d

M S E _P O
O FT M S
M SE 2
O FT
M dl op
oe d
=m
I1 Ln t e u
egh p m
=l
Wd =wu
i t pm
h

Pr
ot Pr
o t
in a
_ms ot eo
u ns
_m
Nm
u =1 Nm
u =3

vd
d vd
d vd
d vd
d
M S E _N O
OFT M S
MSE1
OFT M S E _P O
O FT M S
M dl on
oe d
=m M S E7
O FT
Ln t e u
egh n m
=l Mdl op
oe d
=m
W t nm
id =wu
h M FT MS
OSE _P O Ln t=l u
egh e m
p
M FT M S
OS E _P O M FT
OSE 5 Wt pm
i h u
d =w
M FT
OS E 3 M dl o p
oe d
=m M FT M S
OS E _P O

vd
d I3 M dl o p
oe d
=m
Ln t e u
eg =l m
h p
W t pm
i h u
d =w
I4 Lnt e u
eg =l m
h p
Wdh p m
it=w u I5 M F T0
OS E 1
Mdl op
oe d
=m
Ln t=l u
egh e m
p
I6
V C
_D W t pm
id =wu
h
SC
R 2
Vc .3
d=3 V

M S E _N OS
OFT M
MSE6
OFT M FT M
OS E _N OS
M S E _N O
OFT M S M dl on
oe d
=m
M S E _N O
O FT MS M FT
OS E 8
MS E4
OFT Lnt e u
egh n m
=l M dl on
oe =md
MSE9
O FT
Mdl on
oe d=m W t nm
id =wu
h Md l on
oe d=m Lnt e u
egh n m
=l
Ln t e u
eg =l m
h n W t nm
id =w u
h
Ln t e u
egh n m
=l
Wt nm
id =w u
h
Wt nm
id =w u
h
vd
d

M S E _P O
OFT M S
MSE1
O F T1

I2 M dl op
oe d
=m
Ln t e u
egh p m
=l
W t pm
id =wu
h

Pr
ot Pr
o t
in e o
_mns ot a
u s
_m
Nm
u =2 Nm
u =4

M S E _NM S
O FT O
M SE 1
O F T2
M dl on
oe d
=m
Ln t e u
egh n m
=l
Wd =wu
i t nm
h


• Características principales:
Combinar capacidades con el filtro

- Carece de nodos internos Filtros a frecuencias altas
Filtros de orden alto a frecuencias bajas

- Ro en modo común será:

1
R cm =
gd 1 + gd 5 + gd 6 + gm 5 + gm 6  ↓↓
- Ro en modo diferencial será:

1
R dm =
gd 1 + gd 5 + gd 6 + gm 6 − gm 5  ↑↑


- Si las gmi son iguales a gm y gdi a gd, la ganancia será:

en modo común:
gm Como Acm es menor que 1 es
A cm =
3 ⋅ gd + 2 ⋅ gm estable

en modo diferencial:

gm Ao dependerá de gm y gd.
Ao =
3 ⋅ gd A frecuencias altas → longiudes
de canal pequeñas → Ao
pequeña → aumentar gm
subiendo la corriente:
gm6 ≈ gm5 − ( gd1 + gd 5 + gd 6 )


- Los transistores trabajan en saturación, por lo que el circuito será
lineal si se satisface ΔV ≤ VT /2 y ΔV ≤ (Vdd /2) − VT

- La restricción obliga a que Vdd > 3·VT como mínimo

- gmout =gmin x 0,5
- gmout baja
-Los inversores de salida - Se reduce un 27% el consumo de
pueden disminuir su potencia
tamaño.
- Disminuye el área de los transistores
(Proporcionan ↑Rdm,
- (S/N)out mejora
estabilidad y ↓ Rcm)
- ↓Corriente de salida y el ruido
- La linealidad mejora ligeramente


• Diseño del transconductor:
- Los transistores se diseñarán atendiendo a criterios de consumo de
potencia
- Ecuación en saturación de un MOSFET tipo n:

1 W
ID = K n n (V sat ) 2
2 Ln

- Pasos a seguir:
Datos conocidos: ID, L, Vsat y el factor de ganancia (µnCox=Kn)
Wn y Wp
Wn
Calculamos la gm: gm = K n Vsat
Ln


• Diseño del transconductor:
- Definimos los valores para la ecuación de saturación:
ID=36,5µA
L=2µm
Vdd
VCM = = 1,65V → Vsat =0,825V
2
Kn=150µA/V2 y Kp=45 µA/V2

- Despejamos y sustituimos en la ecuación tipo n primero y en la tipo
p después:

2 ⋅ 36,5 µ ⋅ 2 µ 2 ⋅ 36,5µ ⋅ 2 µ
Wn = = 1,43µm Wp = = 4,77 µm
150µ ⋅ (0,825) 2 45µ ⋅ ( 0,825) 2


- La transconductancia:
1,43µ
tipo n: gm = 150µ (0,825) = 88,48µS
2µ

tipo p: 4,77µ
gm = 45µ (0,825) = 88,54µS
2µ

• Simulación del transconductor mediante el ADS:

I+
N O T
U+

I-
N O T
U-

g _n ua
m at
X2

• Simulación del transconductor mediante el ADS:
- Respuesta en mag.
- Ganancia en continua
- Frecuencia gm = I out
a 3dB
Cálculo de
V
- El margen de fase in
ganancia
ro =
gm
1
y Co =
(2·π ·r de dB )
La capacidad o · f 3salida
1
Ci = − Co
(2·π ·ro · f 3dB _ c arg ada )

Modelo del
transconductor de
Nauta con
componentes ideales

40

d ( a a oe )
o
Bs l _m d l
Bs l )
d (a a 20

m1 m1
id

0 f q 21 M z
r = 5 .2 H
e
id

d ( a a=- .9 4
Bs l ) 0 1
id
-0
2

-0
4
1 11 12 13 14 15 16 17 18 19 11
E E E E E E E E E E0

f qH
r , z
e


• Parámetros del transconductor obtenidos por ADS:

AVDC f3dB Margen ro Co Ci
gm
de Fase
3 0V
.3
35.38 dB 7.94MHz 89.82º vd
d
82.5µS 429kΩ 0.467pF 0.464pF

-8 u
28 A
I rb
_Po e
- Corriente del transconductor calculada b 1 ADS:
I rcon
_Po e
3 0V
.3

-8u
28 A
V C
_D
SC
R 2
V c .3V
d=3


• Realización del filtro activo paso bajo:

Pr
ot Pr
ot
P1 P2
Nm
u =1 Nm
u =2

V V
CS
S C
R 1
G=0.5

Giradores sustituyendodellas bobinas delpaso pasivo
Fuentes de Resistencias de 12KΩ filtro bajo
Condensadores a filtro prototipo Pr
ot
P3
Balum Fuente de tensión controlada por tensión
Nm
u =3

corriente V C
_D
V V
CS
S C
R 2R=1/gm
SC
R 3
V c .6 V
d =1 5
G=- .5
0


- Los condensadores que simulan las inductancias vienen dados por:

Cl = L ⋅ gm 2
- Las capacidades parásitas del transconductor:

C 2n ⇐ C 2n − 2C i − 2C o

CL1n ⇐ CL1n − 2C i − 2C o
CL 2n ⇐ CL 2n − 2C i − 2C o
C1n ⇐ C1n − C i − 2C o
C 3n ⇐ C 3n − 2C i − C o

m5 m6
f q 2 .0 M z
r = 0 0H
e f q 2 .0 M z
r = 00H
e
d ( a a el 3 .6 6d ( a a a iv) 3 .1 7
Bs l _ra =- 5 2 Bsl _p s o=- 6 0
id ) id
0
d ( a a aiv)
Bsl _p s o
d ( a a el

-0
2
Bsl _ra )

m5
6
id

-0
4
id

-8 u
26 A
-0
6
I rb
_Po e
-0
8
I rb 1
_Po e
0 5 10 15 20 25 30 35 40 3 0V
.3
fqM z
r , H
e

-8 u
26 A
V C
_D 286µA x 12 = 3,432mA
SC
R 2
V c .3V
d =3

Filtro polifásico

H(s) → H(s − j ⋅ ω FI )

- Sea C un condensador cualquiera:

j ⋅ ω⋅ C → j(ω − ω FI ) ⋅C = j ⋅ ω ⋅C − j ⋅ ω FI ⋅C

es una conductancia de valor independiente
de la frecuencia

Filtro polifásico

gmc1 gmcl1 gmc2 gmcl2 gmc3

Filtro polifásico

• Cálculo de los transconductores trasladadores de frecuencia:
gmi  la transconductancia necesaria
gmi = 2·π · fc·C i fc  la frecuencia central del filtro (20MHz)
Ci  valor de cada condensador del filtro paso bajo

- “gmc1” o “gmc3”:

gmc1 = gmc 3 = 2·π ·20 M ·819 ,303861 f = 102 ,95 µS

- “gmc2”:
gmc 2 = 2·π ·20 M ·2,651323 p = 333,17 µS
- “gmcl1” o “gmcl2”:

Cl1 = Cl 2 = L1 · gm 2 = 308,875011 µH ⋅ ( 82,5)
2

[ ]
gmcl1 = gmcl 2 = 2·π ·20 M · 308,875011µ ·(82,5) 2 = 264,18 µS

Filtro polifásico

m1
0

-0
2
m1
Bs l _I
d (a a )

-0
4 f q 1 .9 M z
r= 97 H
e
d (a a ) 6 2
Bs l _I .0 1
id =-
id

-0
6

-0
8

-0
10

-2
10
-0 -0 -0 -0 -0
10 8 6 4 2 0 2
0 40 60 8 10
0 0

f qM z
r , H
e

0

-0
2 m2
d (a a )
Bsl _Q

-0
4
id

-0
6
m2
-0
8
f q 4 .0 M z
r = 00H
e
-0
10
d ( a a ) 3 .1 0
Bs l _Q =- 6 3
id

-2
10
-0 -0 -0 -0 -0
10 8 6 4 2 0 20 40 60 80 10
0

f qM z
r , H
e

Filtro polifásico

• Implementación del filtro polifásico con transconductores de Nauta:

- Convertimos el polifásico asimétrico (ideal) en diferencial (Nauta)
- Diseñamos los transconductores responsables del desplazamiento
en frecuencia (“gmc1”, “gmcl1”, “gmc2”, “gmcl2”, “gmc3”):

“gmc1” o “gmc3”  gm =102,95µS e ID= 59,67µA
“gmc2”  gm = 333,17 µS e ID= 193,33 µA
“gmcl1” o “gmcl2”  gm = 264,18 µS e ID= 153,5 µA

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