Implementación de una red de sensores inalámbrica para la monitorización de e...
Sigma Delta (ΣΔ) Frequency Synthesizer for DVB-SH
1. Tesis Doctoral
Sigma Delta (ΣΔ) Frequency Synthesizer for DVB-SH
Jesús Rubén Pulido Medina
Las Palmas de Gran Canaria - 28 de Junio de 2013
Directores:
Dr. Francisco Javier del Pino Suárez
Dr. Sunil Lalchand Khemchandani
Dr. Antonio Hernández Ballester
1
2. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
2
5. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
5
6. Objetivos
• Diseño de un sintetizador fraccional basado en un modulador Sigma Delta
para el estándar DVB-SH.
• Dicho sintetizador poseerá una frecuencia de referencia de 40 MHz.
N + ∆N
∆N
•La tecnología empleada será la suministrada por UMC 90nm.
6
7. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
7
12. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
12
31. Medida del VCO
Ruido de fase
promedio
Vtune = 0 V
Vtune = 1 V
Frec = 1833 MHz
Frec = 1739 MHz
100 KHz
-88.6 dBc/Hz
-84.62 dBc/Hz
-86,61 dBc/Hz
1 MHz
-114.34 dBc/Hz
-110.05 dBc/Hz
-112,19 dBc/Hz
5 MHz
-129 dBc/Hz
-122 dBc/Hz
-125,5 dBc/Hz
Desviación
Ruido de fase
del VCO
31
32. Medida del VCO
Ruido de fase promedio
Ruido de fase simulado
del VCO
del VCO
100 KHz
-86,61 dBc/Hz
-85 dBc/Hz
1 MHz
-112,19 dBc/Hz
-111.5 dBc/Hz
5 MHz
-125,5 dBc/Hz
-130 dBc/Hz
Desviación
Ruido de fase
32
33. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
33
44. Medida del VCO + Divisor
Simulación
Medida
Frecuencia de Oscilación
1120-975 MHz
912-858 MHz
Potencia de salida
-8,32 dBm
-8,74 dBm
Consumo de corriente
16,9 mA
17,1 mA
Consumo de potencia
(Vbias=1.2 V)
20,28 mW
20,52 mW
44
45. Medida del VCO + Divisor
Ruido de fase
medido
Ruido de fase
simulado
del VCO
del VCO
100 KHz
-75.91 dBc/Hz
-86 dBc/Hz
1 MHz
-102.04 dBc/Hz
-117.1 dBc/Hz
5 MHz
-121 dBc/Hz
-136.2 dBc/Hz
Desviación
Ruido de fase
45
50. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
50
54. Modulador Sigma-Delta en Tiempo Discreto
Y (z) =
H (z)
1
U (z) +
E ( z ) = STF ( z )U ( z ) + NTF ( z ) E ( z )
1 + H (z)
1 + H (z)
FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA
FUNCIÓN DE TRANSFERENCIA
PARA LA SEÑAL
PARA EL RUIDO
54
55. Modulador Sigma-Delta en Tiempo Continuo
Implementación del modulador con
circuitos en tiempo continuo:
• Circuitos LC
• Aumentar la frecuencia de
muestreo
• Integradores gm-C
• Integradores basados en Amplificadores
Operacionales
55
56. Modulador Sigma-Delta en Tiempo Continuo
DISEÑO TOTALMENTE EN EL DOMINIO ANALÓGICO
DISEÑO BASADO EN LA RESPUESTA INVARIANTE AL IMPULSO
56
57. Modulador Sigma‐Delta en Tiempo Continuo
n p ar
n im p ar pr im e ra eta pa re so n a do ra
n im pa r pr im e ra etapa in teg ra d or a
u(t)
b1
d2
a1
x1(t)
1/s
x2(t)
1/s
y(t)
xn(t)
an
a2
fbe
g
1
g
1
v(t)
dn
cn
1/s
c
c2
c
c1
a1
clk
bn+1
bn
b2
v(t)
v
(t)
v(t)
D/A
• CIFB (Integradores en cascada con realimentaciones)
(
g
)
• CIFF (Integradores en cascada con prealimentaciones)
• CRFB (Resonadores en cascada con realimentaciones)
• CRFF (Resonadores en cascada con prealimentaciones)
57
59. Modulador Sigma-Delta en Tiempo Continuo
Modulador basado
en filtro biquad
Modulador basado
en la respuesta invariante
al impulso
59
60. Modulador Sigma-Delta en Tiempo Continuo
Modulador basado
en filtro biquad
Diseño basado en
metodología gm/ID
Modulador basado
en la respuesta invariante
al impulso
60
61. Diseño del Amplificador Operacional (OTA)
Ganancia
24 dB
Ancho de banda a 3dB
20 MHz
Ganancia por ancho de banda
289 MHz
Margen de Fase
84,78º
Slew Rate
550 V/µs
Tensión de salida máxima
1,01 V
Tensión de salida mínima
0,004 V
Potencia disipada
73,8 µW
Transconductancia
6 µS
61
64. Diseño del Latch-Comparator
VDD
CLK
M7
M3
M4
M6
CLK
• Fase de Reset (CLk=0)
• M5 apagado
• M7, M3, M4 Y M6 resetean
los nodos de salida a VDD.
M8
M9
• Fase de Set (CLk=1)
VIN+
M2
M1
CLK
VIN-
• Una salida estará a VDD y la
otra a 0 según la tensión del
par diferencial de entrada
M5
64
72. Medida del modulador ΣΔ
Simulación
Medida
SNR
18 dB
14 dB
Consumo de
potencia
636 µW
728 µW
72
73. Problemas de estabilidad
INTEGRADORES LIMITADOS
40
20
0
Aparecen los mismos armónicos que en las
simulaciones a nivel de circuitos
Magnitud(dB)
-20
-40
-60
-80
-100
SNR=18.222663
-120
-140
-160
2
10
3
10
4
5
10
10
Frecuencia
6
10
7
10
73
74. Escalado de los coeficientes
• El método seguido para calcular los coeficientes, fija todas las ganancias de los integradores a 1 y no tiene
en cuenta el nivel de la señal de salida de cada integrador.
• Debe emplearse un método de escalado de estos coeficientes de forma que no se saturen los circuitos de
nuestro modulador y, además, preservar la NTF.
74
75. Escalado de los coeficientes
1. Poner el valor inicial para todos los factores de escalado a 1,
f1=f2=….fn=1.
2. Simular el modulador Sigma-Delta con los factores de escalado
fijados a 1.
3. El factor de escalado, fi, correspondiente a la simulación ith se calcula
siguiendo la siguiente expresión:
max(salida_i th _integrador)
fi =
deseada_i th _excursión_de_salida_del_integrador
4. Repetir los pasos 2 y 3 hasta que i sea igual al orden del modulador.
75
76. Escalado de los coeficientes
a1
a2
c1
c2
1
0.563
0.375
0.62
76
77. Escalado de los coeficientes
Los armónicos prácticamente
han desaparecido
SNR=42 dB
77
78. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
78
89. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
89
91. Filtro de Bucle
Rango de
frecuencias
Espaciado de
R2
canales
Salto máximo de
frecuencias (fstep)
Tiempo de
R1
C1
C3
C2
establecimiento (ts)
Precisión después
del tiempo de establecimiento
(fa)
Sensibilidad
del VCO (Kvco)
Corriente del bombeo
de carga (Icp)
2,17 a 2,2 GHz
1.7,5,6,7,8 MHz
30 MHz
500 µseg
1000 Hz
333 MHz/V
800 µA
91
93. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
93
94. Simulación del Sistema
Simulación de la respuesta de bucle.
Simulación del ruido de fase.
Simulación de la respuesta transitoria.
94
96. Simulación de la respuesta de bucle
Valores del Filtro de Bucle
Optimizados
Clpf1
15.4 nF
Rlpf1
285 Ω
Clpf2
212 nF
Rlpf2
720 Ω
Clpf3
2.9 nF
96
97. Simulación del Sistema
Simulación de la respuesta de bucle.
Simulación del ruido de fase.
Simulación de la respuesta transitoria.
97
98. Simulación del ruido de fase
Contribución al ruido del Filtro de Bucle.
Contribución al ruido del Comparador de Fase y
la Bomba de Carga.
Contribución al ruido del VCO.
Contribución de ruido del Divisor.
Contribución de ruido de la señal de referencia.
98
99. Contribución al ruido del Filtro de Bucle.
600 Ω
200 Ω
23.7 nF
3.95 nF
237 nF
Determinado por el valor de los componentes resistivos
del filtro.
99
100. Contribución al ruido del Comparador de Fase y la Bomba de
Carga.
PFD_INoise
1.775 fA/Hz
Id
800 µA
100
112. • Estructura de la Tesis
Introducción
Bloque 1
Objetivos
Estándar DVB-SH
El Oscilador Controlado por Tensión (VCO)
Divisor Rápido y Divisor programable
Bloque 2
Modulador Sigma Delta
Comparador Fase Frecuencia y Bomba de Carga
Filtro de Bucle
Simulación del Sistema
Bloque 3
Conclusiones
112
113. Conclusiones
• Desarrollo de un Sintetizador Fraccional basado en un modulador Sigma
Delta para redes inalámbricas según el estándar DVB-SH.
• Diseñado utilizando una tecnología CMOS suministrada por UMC 90 nm.
• Primer sintetizador que cumple con todos los requisitos de canalización
especificados por DVB-SH.
• Aportaciones a la comunidad científica internacional.
113
114. Contribuciones a Congresos y Revistas
•
Jonás Pérez, Nestor Barrera, Roberto Díaz, Rubén Pulido, Javier del Pino,
Sunil L. Khemchandani, Antonio Hernández, “A SiGe Front-End for a
Portable DVB-H Receiver”, XXII Design of Circuits and Integrated Systems
Conference, Sevilla 2007.
•
J. Arias, R. Pulido, H. Garcia, S.L. Khemchandani, J. del Pino, A. Hernandez,
“A DVB-H RF-VGA Based On Current Conveyors”, XXIV Design of Circuits
and Integrated Systems Conference, Zaragoza 2009.
•
R. Pulido. E. Ortega, D. Ramos, S. L. Khemchandani, J. del Pino, “A Low
Power LC-VCO and a Fast Divider
for DVB-SH Applications”, XXVII
Conference on Design of Circuits and Integrated Systems, Avignon, Francia
2012.
114
115. Contribuciones a Congresos y Revistas
•
G. Perez, S.L. Khemchandani, R. Diaz, R. Pulido, D. Ramos, J. del Pino, “A
Multiband LNA with Switched Loads and Wideband Input Impedance
Matching”, XXIV Design of Circuits and Integrated Systems Conference,
Zaragoza 2009.
•
H. Garcia-Vazquez, S. L. Khemchandani, R. Pulido, A. Goñi-Iturri and J. del
Pino, “A Wideband Active Feedback LNA with a Modified 3D Inductor”
Microwave and Optical Technology Letters, vol. 52, pp. 1561-1567, 2010.
•
R. Pulido Medina, E. Ortega García , S. L. Khemchandani, J. del Pino, “An
LC-VCO with Current Feedback and a Fast Divider for DVB-SH
Applications”, enviado a la revista Microwave and Optical Technology Letters
pendiente de aceptación.
115
116. Contribuciones a Revistas
•
Resolución del problema matemático B-1055 propuesto por G. C. Greubel
(Newport News, VA) en la revista “The Fibonacci Quaterly”, sección
“Diaphontine Equation But Fibonacci Solutions”, Agosto 2010.
•
S. L. Khemchandani, D. Ramos, H. García, R. Pulido, and J. Pino, “A Low
Voltage Folded Cascode LNA for Ultra-Wideband Applications” Microwave
and Optical Technology Letters, Vol. 52, No. 11, Noviembre 2010.
•
J. del Pino, Sunil L. Khemchandani, Roberto Díaz-Ortega, Rubén PulidoMedina and Hugo García-Vázquez, "On-Chip Inductors Optimization For
Ultra Wide Band Low Noise Amplifiers", Journal of Circuits, Systems and
Computers (World Scientific Publishing Company), vol. 20, no. 7, pp. 12311242, 2011.
116
117. Contribuciones a Congresos
•
R. Diaz, R. Pulido, A. Goñi Iturri, S. L. Khemchandani, B. Gonzalez and J. del
Pino, “A Fully Integrated Mixer in CMOS 0.35 µm Technology for 802.11a
WIFI Applications”, XIX Design Circuits and Integrated Systems Conference,
Burdeos, Francia 2004.
•
S. L. Khemchandani, R. Pulido, A. G.Iturri, R. Diaz, A. Hernández, J. del Pino,
“A fully integrated low-noise amplifier in SiGe 0.35 µm technology for 802.11a
WIFI applications”, SPIE - The International Society for Optical
Engineering’s - Microtechnologies for the New Millennium Design, Sevilla
2005.
•
H. García, R. Pulido, J. del Pino, S. L. Khemchandani, A. Goñi
and A.
Hernandez, “A 3-10 GHz SiGe LNA for Ultrawideband Applications”, XXI
Design of Circuits and Integrated Systems Conference, Barcelona 2006.
117
118. Contribuciones a Congresos
•
J. d. P. Suárez, S. L. Khemchandani, H. G. Vázquez, R. P. Medina, A. G. Iturri,
A. H. Ballester, “3-10 GHz ultrawide band SiGe LNA with wideband LC
matching network”, SPIE - The International Society for Optical
Engineering’s - Microtechnologies for the New Millennium Design, Gran
Canaria 2007.
•
Rubén Pulido, Hugo García, Javier del Pino, Sunil L. Khemchandani, Antonio
Hernández, “A Feedback Wideband LNA for UWB Applications”, XXII
Design of Circuits and Integrated Systems Conference, Sevilla 2007.
•
H. García, R. Pulido, R. Díaz, S. Khemchandani, A. Goñí, J. del Pino, “A
Feedback Wideband LNA with a modified 3D inductor for UWB
Applications”, XXIII Design of Circuits and Integrated Systems Conference,
Grenoble, Francia 2008.
118
119. Contribuciones a Congresos
•
S. Rosino-Rincón, D. Ramos-Valido, H. García-Vázquez, R. Pulido-Medina,
Sunil L. Khemchandani and J. del Pino, "A CMOS Low Voltage Folded
Cascode LNA for Wideband Applications", XXVII Design of Circuits and
Integrated Systems Conference, Avignon, Francia 2012.
119
120. Líneas futuras
• Encapsulado del sistema completo, uniendo todos los bloques diseñados.
• Placa de medida a la que se le pueda acoplar el filtro de bucle externo.
• Integración del sintetizador en un cabezal de recepción completo para
DVB-SH.
• Unión con el sistema de procesado digital en banda base.
• Diseño del transmisor del módulo de radiofrecuencia.
• Implementación del amplificador de potencia y su influencia en el resto
de la parte de RF.
120
121. Tesis Doctoral
Sigma Delta (ΣΔ) Frequency Synthesizer for DVB-SH
Jesús Rubén Pulido Medina
Las Palmas de Gran Canaria - 28 de Junio de 2013
Directores:
Dr. Francisco Javier del Pino Suárez
Dr. Sunil Lalchand Khemchandani
Dr. Antonio Hernández Ballester
121