Amplificadores operacionales electrónica 3

1. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
1
AMPLIFICADOR OPERACIONAL
Por G.M. Bosyk, A.R. Martínez y D. Martínez Heimann
Docente: Dr. Cesar Moreno
Laboratorio de Electrónica
Facultad de Ciencias Exactas y Naturales
Universidad de Buenos Aires
Buenos Aires – Argentina
En el presente trabajo se estudia el funcionamiento de los circuitos integrados
denominados amplificadores operacionales. En una breve introducción se describe el
esquema básico de dichos dispositivos y algunas de sus características fundamentales.
Se presentan los métodos experimentales empleados para determinar estas
características. Se estudia el uso del dispositivo en aplicaciones prácticas como
amplificadores, seguidores, enclavadores o comparadores de señal. Finalmente se
presentan las mediciones realizadas y se discuten los resultados obtenidos.
1 – INTRODUCCION [1]
Antiguamente, los amplificadores operacio-
nales se construyeron como circuitos
discretos. La palabra discretos quiere decir
separados o distintos y se refiere al uso de
transistores y resistencias separados en la
construcción de circuitos. Históricamente, los
primeros amplificadores operacionales fueron
utilizados en computadoras analógicas, donde
ejecutaban operaciones matemáticas.
Actualmente se los produce como circuitos
integrados. En la figura 1 se muestra el
diagrama de bloques de un amplificador
operacional. Como etapa de entrada, se
utiliza comúnmente un amplificador
diferencial. Luego de amplificada la señal,
esta avanza a una etapa intermedia, donde
vuelve a ser amplificada. La etapa final del
amplificador es generalmente un seguidor por
emisor en contrafase. Este produce una
ganancia de potencia, así como una
impedancia de salida pequeña. Analizando el
amplificador diferencial se pueden estudiar
las características de entrada del amplificador
operacional.
Figura 1: Diagrama de bloques de un
amplificador operacional.
En la figura 2 se muestra la forma del
amplificador diferencial que se utiliza en el
amplificador operacional de los circuitos
integrados, con resistencias en la base. La
idea básica es la siguiente: cuando la tensión
en el transistor Q1 se incrementa, aumenta la
corriente de emisor; esto eleva la tensión en
el nodo superior de RE, lo que equivale a
disminuir la tensión VBE del transistor Q2.
Menor tensión base-emisor en el transistor
implica menor corriente de colector en el
Vin
Vout
Amplificador diferencial
Más etapas de
ganancia
Seguidor por emisor en contrafase

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mismo, lo que a su vez incrementa la tensión
de salida. La entrada de Q1 se denomina no
inversora, la tensión de salida esta en fase
con la aplicada.
Figura 2: Amplificador diferencial con
resistencias en las bases.
Dado que el amplificador diferencial suele
ser la primera etapa de un amplificador
operacional, se describen dos importantes
características de entrada conocidas como
corriente de offset y corriente de polarización
de entrada.
Las corrientes de base circulan a través de
las resistencias de base de un amplificador
diferencial. La corriente de offset de entrada
se define como la diferencia entre estas
corrientes.
1 2IO B BI I I= - (1)
Esta diferencia en las corrientes de base
indica la semejanza de los transistores.
Generalmente, estos son diferentes, con lo
que las corrientes son desiguales.
La corriente de polarización de entrada se
define como el valor medio de las dos
corrientes de base.
1 2
( .)
2
B B
in pol
I I
I
+
= (2)
En los amplificadores operacionales, a la
salida del amplificador diferencial se suele
utilizar un capacitor de compensación que
permite controlar la frecuencia de corte del
dispositivo -impidiendo que esta quede
determinada por las capacidades del los
transistores y las capacidades parásitas- y que
también permite evitar las posibles
oscilaciones de un amplificador con
ganancia alta. El uso de este elemento de
circuito introduce una importante caracterís-
tica de los amplificadores operacionales
denominada slew rate. Ante cambios rápidos
en la señal de entrada de tensiones superiores
a las necesarias para saturar el amplificador
diferencial, la carga del circuito es dominada
por el comportamiento exponencial del
capacitor de compensación. La velocidad de
respuesta se refiere a la pendiente inicial de
esta carga exponencial, determinada por la
constante de tiempo RC correspondiente.
Esencialmente, el slew rate representa la
respuesta más rápida que un amplificador es
capaz de dar
El modelo de amplificador operacional más
ampliamente difundido como standard
industrial y comercial es el 741. El circuito
interno del mismo consiste, inicialmente, en
un amplificador diferencial como primera
etapa de entrada que brinda una ganancia de
tensión. Posteriormente se utiliza un seguidor
por emisor que permite obtener una nueva
ganancia de tensión, así como un incremento
en la impedancia. Finalmente se emplea un
seguidor por emisor en contrafase.
En la figura 3 se muestra el símbolo
eléctrico de un amplificador operacional. ‘A’
representa la ganancia de tensión.
Figura 3: Símbolo eléctrico del
amplificador operacional.
Se denomina entrada diferencial a la
diferencia entre la entrada no inversora (+) y

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3
la inversora (-). La tensión de salida esta dada
entonces por:
( )out inv Av A v v+ -= = - (3)
Para un amplificador operacional 741C
(comercial) el valor típico de ‘A’ es de
aproximadamente 100000, mientras que la
impedancia de entrada es de 2MÙ y la de
salida, típicamente de 75Ù. A partir de estas
magnitudes, para el análisis de circuitos con
amplificadores operacionales se trabaja con
las siguientes aproximaciones:
0
in
out
A
z
z
® ¥
® ¥
®
(4)
A continuación se presentan los métodos
experimentales que, a partir de las
mencionadas aproximaciones, permiten
estudiar las características fundamentales de
un amplificador operacional como ser
ganancia de tensión, corriente de
polarización, etc. Además, se estudian
posibles aplicaciones del dispositivo en
circuitos discretos como recortadores,
enclavadores o comparadores.
2 – DESARROLLO EXPERIMENTAL
1) Ganancia en lazo abierto (A):
Para intentar determinar la ganancia de un
amplificador operacional 741 se montó el
circuito de la figura 4. Utilizando sobre la
entrada no inversora un potenciómetro de 10k
como divisor de tensión se observó la salida
del circuito al variar la tensión de entrada.
Figura 4: Circuito para determinar la
ganancia en lazo abierto.
Posteriormente se midió la corriente de
entrada del dispositivo colocando una
resistencia de 1MÙ en serie con la entrada no
inversora. La caída de tensión sobre esta
resistencia se midió mediante un multímetro
digital.
2) Amplificador inversor:
Dado que los amplificadores operacionales
tienen típicamente una ganancia del orden de
100.000, no resulta muy útil su uso como
amplificadores a lazo abierto ya que el
dispositivo satura incluso para señales de
entrada muy pequeñas. Para poder tener
control sobre la ganancia se utilizan circuitos
como el de la figura 5, donde se emplea sobre
el terminal inversor una realimentación
negativa -en el sentido que la señal que
regresa tiene una fase opuesta a la de la señal
de entrada.
Figura 5: Amplificador inversor con
realimentación de tensión.

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4
Partiendo de las aproximaciones para
amplificador ideal (ecs. (4)) es sencillo
analizar la ganancia del circuito. Dado que,
en esta aproximación, la ganancia del
dispositivo es infinita, se halla que la tensión
diferencial (la diferencia de tensión entre las
terminales del amplificador) es nula. Así, la
corriente que circula por la resistencia de
entrada es la misma aquella de la resistencia
de realimentación. Entonces, la ganancia del
circuito está dada por:
real
in
R
A
R
= - (5)
De esta manera, es posible controlar la
ganancia del circuito mediante la variación de
la resistencia de realimentación. El signo
negativo en la ganancia se debe a que la señal
de salida esta invertida respecto de la de
entrada.
Se montó el circuito de la figura 5, en todos
los casos (salvo indicación explícita) se
alimentó el amplificador operacional con
fuentes de ±12V. Para simular la señal de
entrada se utilizó un generador de funciones.
La tensión de salida se midió por medio de
un osciloscopio.
Utilizando como entrada una señal
sinusoidal de 1kHz de frecuencia y milivolts
de amplitud se estudió la ganancia del
circuito en función de la alimentación del
amplificador, la frecuencia y amplitud de la
señal de entrada. Por último se estudiaron las
impedancias de entrada y salida del
amplificador inversor.
3) Amplificador no inversor:
En la figura 6 se muestra un circuito
amplificador no inversor. Este diseño permite
tener una variante de uso para el amplificador
operacional con ganancia controlada.
Figura 6: Amplificador no inversor.
Nuevamente, en la aproximación de
amplificador ideal, se tiene que el punto B se
encuentra a la tensión de entrada, ya que la
diferencia de potencial entre los terminales es
nula. La tensión de salida resulta entonces
igual a la caída sobre R1 sumada a la de R2:
2
2
1 1
1in
out in in
V R
V V R V
R R
æ ö÷ç ÷= + = +ç ÷ç ÷çè ø
(6)
De donde:
2
1
1
R
A
R
= + (7)
Se montó el circuito de la figura 6; luego se
analizó la ganancia del mismo por medio de
una señal de entrada sinusoidal, de 0.5 Vpp
de amplitud y 1kHz de frecuencia.
Posteriormente se midió la impedancia de
entrada del circuito utilizando una resistencia
de 1MÙ en serie con la entrada.
4) Seguidor:
Partiendo del circuito amplificador no
inversor, pero eliminando la resistencia de
realimentación (R2 = 0), se tiene un circuito
seguidor de señal. Se montó el circuito y se
estudió su comportamiento como seguidor a
distintas frecuencias. Además, se midió la
impedancia de entrada utilizando una
resistencia en serie de 100 kÙ. Finalmente se
estudió la impedancia de salida del circuito.

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5) Limitaciones del amp. operacional:
5.1) Slew Rate:
Para la medición del slew rate del
amplificador operacional, se montó el
circuito de la figura 7.
Para medir el valor del slew rate se utilizó
una señal cuadrada de 16 Vpp y se obtuvo el
resultado a partir de la pendiente de las
transiciones de la señal de salida. Se
repitieron las mediciones para otro tipo de
amplificador operacional comercial
denominado 355.
Posteriormente, para ambos tipos de
amplificadores, se inyectó una señal
sinusoidal de 10 Vpp a la entrada del circuito
y se estudió la respuesta en frecuencia,
analizando hasta que valor de la misma el
circuito respondía correctamente.
Figura 7: Circuito de medición del slew
rate. La resistencia en serie se utiliza para
evitar daños en el circuito integrado.
5.2) Tensión de offset – Corriente de
polarización de entrada:
Para la medición de la tensión de offset del
amplificador operacional se montó el circuito
amplificador no inversor de ganancia 1000 de
la figura 8. Para evitar los efectos de la
corriente de polarización de entrada se colocó
la entrada de la terminal no inversora a tierra.
Figura 8: Circuito de medición de offset.
Para la medición de la corriente de
polarización se elimina la conexión a tierra
de la terminal no inversora.
Utilizando el mismo circuito para amplificar
el offset a niveles medibles, se estudió el
valor de tensión a la salida por medio de un
multímetro digital para determinar la tensión
de offset.
Posteriormente se quitó la conexión a masa
de la terminal no inversora. Así, midiendo la
caída de tensión sobre la resistencia de 100
kÙ de dicha terminal, se determinó el valor
de la corriente de polarización de entrada.
6) Circuitos recortadores activos:
Como aplicación de los amplificadores
operacionales en circuitos discretos se
estudiaron los circuitos recortadores,
enclavadores y comparadores.
En la figura 9 se muestra un circuito
recortador activo.
Brevemente, el modo de funcionamiento es
el siguiente: si se fija la tensión sobre la
entrada no inversora en cero, cuando la
tensión de entrada es ligeramente negativa, el
diodo conduce ya que el amplificador lleva a
la salida una tensión ligeramente positiva, de
esta manera se tiene una masa virtual en el
nudo de salida al ser la resistencia de
realimentación nula. Por otra parte, cuando la
entrada es ligeramente positiva, la salida del
amplificador es negativa y el diodo no
conduce. Así el lazo de realimentación está

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abierto y la tensión de salida sigue al
semiciclo positivo de la señal de entrada.
Claramente, una inversión del diodo permite
recortar el semiciclo positivo y quedarse con
el negativo de la entrada. Es sencillo ver
entonces que una variación en el preset
permite variar el nivel del recorte de señal.
Figura 9: Circuito recortador activo.
Se montó el circuito y se estudió la
respuesta ante una señal sinusoidal de entrada
de 1 Vpp y 1kHz de frecuencia. Se analizó
luego el comportamiento del circuito para
altas frecuencias.
7) Circuitos enclavadores activos:
La figura 10 muestra un circuito enclavador
activo.
Figura 10: Circuito enclavador activo.
Suponiendo inicialmente el valor de preset
tal que la terminal no inversora esté a tierra,
se tiene que el primer semiciclo positivo de
la entrada produce una salida negativa en el
amplificador, por lo que el diodo conduce.
Debido a la masa virtual, el capacitor se carga
al valor de pico del semiciclo de entrada.
Justo después de este semiciclo positivo, el
diodo se corta, se abre el lazo de
realimentación y la tensión de salida resulta
igual a la suma de las tensiones de entrada y
del capacitor. De esta manera, la señal de
salida está desplazada al valor de pico de la
señal de entrada. Nuevamente, la variación
del preset permite fijar el nivel mínimo de la
señal de salida.
Se montó el circuito y se estudió la
respuesta del mismo ante una señal sinusoidal
de entrada de 1 kHz de frecuencia.
8) Comparadores:
Gracias al modo básico de funcionamiento
de un amplificador operacional estudiado en
la sección 1, se observa que pueden utilizarse
estos dispositivos para el diseño de circuitos
comparadores como el que se muestra en la
figura 11.
Figura 11: Circuito comparador simple.
Se montó el circuito de la figura y se estudió
la respuesta ante una señal sinusoidal de
entrada de 2.4 Vpp y 2 kHz de frecuencia.
Posteriormente se reemplazó el amplificador
741 por un 311, como se muestra en la figura
12, a fin de estudiar su respuesta en el mismo
circuito con idéntica señal de entrada.

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Figura 12: Circuito comparador simple
utilizando un amplificador 311.
9) Schmitt trigger[1]
:
Si la entrada de un comparador contiene
ruido, la salida puede ser errática cuando la
tensión de entrada está cerca del punto de
conmutación. Es posible evitar este efecto
utilizando el circuito que se muestra en la
figura 13, denominado Schmitt trigger o
báscula de Schmitt.
Figura 13: Schmitt trigger.
Nótese como la realimentación del circuito
es positiva en lugar de negativa. Esto implica
que se realimenta tensión a la entrada en
forma aditiva, es decir, la realimentación
positiva refuerza el estado de la salida
existente. Esto implica que la tensión de
salida del comparador permanecerá en un
estado dado hasta que la de entrada exceda la
tensión de referencia de ese estado. De la
figura 13, puede verse que la cantidad de
realimentación es
10
10 100
k
B
k k
W
=
W+ W
(8)
Por ende, cuando la salida está saturada
positivamente, la tensión de referencia será
este valor ‘B’ multiplicado por una tensión de
saturación positiva y cuando la salida este
saturada negativamente será el mismo valor
multiplicado por una tensión de saturación
negativa. Estas tensiones pueden coincidir o
no, dependiendo del circuito en cuestión.
Se montó el circuito indicado y se analizó la
respuesta del mismo ante una excitación
sinusoidal a la entrada de 2 Vpp y 1 kHz. Se
repitió el análisis conectando la terminal 1 de
alimentación del 311 alternativamente a tierra
y a -12V.
3 - RESULTADOS Y DISCUSIÓN
1) Ganancia en lazo abierto (A):
Se observó experimentalmente que la
respuesta del circuito al variar la tensión de
entrada por medio del potenciómetro
resultaba brusca. Al superar un determinado
valor de referencia, la señal de salida
resultaba ser de 12V. Esto se debe a que el
dispositivo presenta un valor muy alto de
ganancia (del orden de 100000) por lo que la
salida satura inmediatamente ante una
pequeña señal de entrada. De esta forma se
concluye que un amplificador operacional, en
este modo de funcionamiento, no resulta útil
como amplificador sino que podría ser
utilizado como controlador de un
determinado nivel de referencia -que se fija
en la terminal inversora- o bien serviría para
obtener una señal cuadrada a partir de una
senoidal (aplicación que se estudia más en
profundidad en los circuitos comparadores de
la sección 8).
Posteriormente se midió la corriente de
entrada, obteniéndose un valor de

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IBIAS = -200nA. El signo negativo indicaría
que los transistores de entrada del 741 son de
tipo pnp. Al observar el diseño del circuito
interno de dicho dispositivo (ver ref. 1, pág.
696) se verifica esta suposición. El valor
medido se encuentra dentro del rango
esperado: IBIAS(típica) = 80nA, IBIAS(máxima)
= 500nA.
2) Amplificador inversor:
En la figura 14 se muestran los resultados
obtenidos para la medición de la ganancia del
circuito amplificador inversor. En (A) se
muestran las señales de salida y de entrada,
mientras que en (B) se observa el análisis de
datos llevado a cabo, a partir del cual se
obtuvo un valor de ganancia para el circuito
de A = 10,3 ± 0,1. Se observa en la imagen la
inversión de la señal de entrada.
Figura 14: Ganancia del amplificador
inversor. A) Señales de salida y entrada
medidas. B) Ajuste lineal del cociente entre
las señales. Se obtuvo A = 10,3 ± 0,1.
En la figura 15 se muestra el análisis llevado
a cabo para estudiar los límites en la tensión
de salida del circuito. Variando la
alimentación del 741 se analizó la máxima
excursión en la tensión de salida hasta que el
circuito recortase.
Figura 15: Dependencia de la señal de
salida con la tensión de entrada y la
alimentación del 741. A) Fuente simétrica
(±12V). B) Fuente asimétrica -12V a 5V.
En (A) se muestra la respuesta del circuito
al alimentar el 741 simétricamente (±12V).
Se observó una máxima excursión de la señal
de entrada de 2.44 Vpp antes de que el
circuito recortase. Se ve además que el
recorte se produce en -12V y en forma
asimétrica. En (B) se nota la respuesta ante
una alimentación asimétrica (5V a -12V). En
este caso, la máxima tensión de entrada
resultó ser de 1.76 Vpp y se ve el recorte
asimétrico en +5V.
Conectando nuevamente la alimentación del
741 a ±12V, se estudió la respuesta del
circuito en función de la amplitud y
frecuencia de la señal de entrada. La figura
16 muestra las mediciones realizadas. En (A)
se muestra el circuito en régimen,
manteniendo la forma de la señal de entrada
con una amplificación de 10. En este caso se
utilizó una señal de entrada sinusoidal de 1,3
Vpp y 17,6 kHz.
0 1000 2000 3000
-4
-3
-2
-1
0
1
-0,1 0,0 0,1 0,2 0,3 0,4
-4
-3
-2
-1
0
1
salida
entrada
V(V)
t (µs)
(A)
Salida(V)
Entrada (V)
(B)
0 1000 2000 3000 4000 5000
-10
-5
0
5
10
15
0 1000 2000 3000 4000 5000
-10
-5
0
5
10
15
Entrada (2.44 Vpp)
Salida
V(V)
t (µs)
(B)
Entrada (1.76 Vpp)
Salida
V(V)
t (µs)
(A)

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Figura 16: Dependencia del circuito con la
amplitud y frecuencia de la señal de
entrada. A) Circuito en régimen. B)
Comportamiento a altas frecuencias. C)
Comportamiento para tensiones de entrada
altas.
En (B) se muestra el comportamiento para
mayores frecuencias. Se observó que para
frecuencias mayores a 56,6 kHz, la ganancia
del circuito se reducía y la forma de la señal
de salida no reproducía correctamente la de la
señal de entrada.
En (C) se muestra la dependencia de la señal
de salida con la amplitud a una frecuencia fija
de 17,6 kHz. Al aumentar la tensión de la
señal de entrada se observó que a partir de un
valor de aproximadamente 1,5 Vpp la señal
de salida se veía distorsionada. En la figura
se observa la respuesta para una señal de
entrada de 2,6 Vpp. Para este valor, la
ganancia resultó ser de 7,4 y puede verse la
distorsión en la señal de salida, similar a una
señal triangular.
Por último, se estudiaron las impedancias de
entrada y salida del circuito. En la figura 17
se presentan los resultados obtenidos. En (A)
se observa la medición de la impedancia de
entrada. En rojo se muestra la señal de
entrada de 1,3 Vpp y 100 Hz; en negro, caída
de tensión sobre la entrada inversora, de
aproximadamente 6 mV. Es claro de estos
datos que la mayor parte de la señal cae sobre
la resistencia de 1 kÙ, con lo cual zin 1 kÙ.
Este resultado permite verificar
experimentalmente la aproximación
propuesta, ya que implica que la tensión
diferencial de entrada es prácticamente nula
cuando el dispositivo no se encuentra
saturado.
Figura 17: Medición de las impedancias del
circuito amplificador inversor. A)
Impedancia de entrada. B) Impedancia de
salida.
Para determinar la impedancia de salida se
coloco una resistencia de carga de 560 Ù en
serie con el circuito. En (B) se muestran la
señal de salida y la caída de tensión sobre la
resistencia de carga. Las señales son
prácticamente idénticas, lo que permite
deducir que la impedancia de salida es
prácticamente nula, zout 0.
3) Amplificador no inversor:
En la figura 18 se presentan los resultados
obtenidos para la ganancia del circuito
amplificador no inversor.
0 100 200 300 400 500
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
0 100 200300 400 500
-4
-2
0
2
4
0 100 200 300 400500
-12
-10
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
V(V)
t (µs)
V(V)
t (µs)
(C)(B)
Entrada (2.6 Vpp, 17.6 kHz)
Salida (19.4 Vpp)Entrada (1.3 Vpp, 56.6 kHz)
Salida (6 Vpp)
Entrada (1.3 Vpp, 17.6 kHz)
Salida (13.3 Vpp)
V(V)
t (µs)
(A)
0 5 10 15 20 25
-1,0
-0,5
0,0
0,5
1,0
0 500 1000 1500 2000 2500
-10
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
(B)
salida del amp.op.
V sobre la carga (R=560Ω)
Entrada (1.3 Vpp, 100 Hz)
V sobre la entrada "-" (6 mVpp)
V(V)
t (ms)
(A)
V(Volts)
t (µs)

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Figura 18: Ganancia del amplificador no
inversor. A) Señales de salida y entrada
medidas. B) Ajuste lineal del cociente entre
las señales. Se obtuvo A = 11,1 ± 0,1.
A partir de los datos se realizó un ajuste
lineal del cociente entre tensión de entrada y
salida y se obtuvo un valor A = 11,1 ± 0,1
para la ganancia del circuito, resultado
consistente con lo predicho (ec. (7)). Se
observa en la figura que la señal de salida no
se encuentra invertida respecto de la entrada.
En la figura 19 se muestran las mediciones
realizadas para la determinación de la
impedancia de entrada del circuito. En negro
se observa la señal de entrada; en rojo la
tensión sobre la entrada no inversora. A partir
de los resultados obtenidos se halló para el
circuito zin 0,8 MÙ. Este circuito no
mantiene la baja impedancia de entrada que
presenta el amplificador no inversor.
Figura 19: Impedancias de entrada del
amplificador no inversor. Se obtuvo un
valor de aproximadamente 0,8 MÙ.
.
4) Seguidor:
En la figura 20 se presentan las mediciones
efectuadas sobre el circuito seguidor
diseñado (amplificador no inversor de
ganancia 1). En (A) se observan los
resultados para la impedancia de entrada del
circuito. A partir de la caída de tensión sobre
la resistencia de 100 kÙ se calculó un valor
de zin 0,9 MÙ. En (B) se muestran los datos
de la medición para la impedancia de salida;
nuevamente la caída de tensión sobre la carga
prácticamente coincide con la tensión de
salida ya que la impedancia de salida es
aproximadamente nula.
Figura 20: Medición de las impedancias del
circuito seguidor. A) Impedancia de
entrada, sobre la resistencia de entrada caen
aproximadamente 120 mV, de donde zin
0,9 kÙ. B) Impedancia de salida, la caída
sobre la carga prácticamente coincide con la
tensión de salida del circuito.
Finalmente se estudió la respuesta de este
circuito para altas frecuencias. En la figura 21
se observan los datos obtenidos.
En la figura puede verse que para altas
frecuencias, el circuito no responde como
seguidor ya que distorsiona la señal y pierde
ganancia notablemente. Las limitaciones del
amplificador operacional que generan esto
son estudiadas a continuación.
0 2000 4000 6000 8000 10000
-6
-4
-2
0
2
4
6
-0,6 -0,4 -0,2 0,0 0,2 0,4 0,6
-6
-4
-2
0
2
4
6
Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(A)
Salida(V)
Entrada (V)
(B)
0 2000 4000 6000 8000 10000
-0,8
-0,6
-0,4
-0,2
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
V(V)
t (µs)
Entrada (1.36 Vpp, 1 kHz)
V sobre la entrada "+" (0.6 Vpp)
0 100 200 300 400 500
-0,6
-0,4
-0,2
0,0
0,2
0,4
0,6
0 100 200 300 400 500
-1,0
-0,8
-0,6
-0,4
-0,2
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
Salida del amp.op.
V sobre la carga (R=560Ω)
Entrada (1.2 Vpp, 1 kHz)
V sobre la entrada "+" (1.08 Vpp)
V(V)
t (µs)
(B)
V(V)
t (µs)
(A)

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Figura 21: Respuesta del seguidor a altas
frecuencias. Se observan los efectos de
algunas de las limitaciones del amplificador
operacional.
5) Limitaciones del amp. operacional:
5.1) Slew Rate:
En la figura 22 se presentan los resultados
obtenidos para la medición del slew rate del
amplificador 741. En (A) se observa la
respuesta ante una señal de entrada cuadrada.
Figura 22: Medición del slew rate para el
741. A) Transiciones de respuesta del
dispositivo, en azul se muestra el ajuste
lineal para determinar la pendiente. B)
Determinación de la frecuencia para la cual
se pierde ganancia.
Midiendo el tiempo de transición de la señal
y mediante un ajuste lineal de los datos se
halló para este dispositivo un slew rate de
(0.80±0.01)V/ìs. Este valor es del orden del
valor típico para un 741 de 0,5 V/ìs. Para el
mismo dispositivo, en (B), se observa la
respuesta ante una señal de entrada
sinusoidal. Se halló que, para una tensión de
entrada fija en 10 Vpp, la frecuencia a la cual
la amplitud de salida comenzaba a caer era de
32,5 kHz. Este resultado es consistente con el
valor de slew rate hallado ya que una señal de
10 Vpp con un slew rate de 0,8 V/ìs implica
un intervalo de tiempo de señal de 25 ìs,
valor del orden de los 30 ìs por pulso a 33
kHz de frecuencia.
En la figura 23 se muestran los resultados
obtenidos para el amplificador operacional
355. Se obtuvo para este dispositivo un valor
de slew rate de (9.49±0.02) V/ìs, del orden
de los 5 V/ìs típicos para un 355. La
frecuencia para la cual la respuesta dejaba de
ser la esperada resultó ser de 500 kHz.
Nuevamente, a partir del slew rate medido, y
para 10 Vpp, se tiene un tiempo de señal
mínimo de 2 ìs, equivalente a 500 kHz de
frecuencia.
Figura 23: Medición del slew rate para el
355. A) Transiciones de respuesta. B)
Frecuencia de corte.
La existencia de esta limitación permite
explicar los efectos de distorsión observados
en secciones anteriores. La distorsión por
slew rate típicamente hace que la señal de
salida semeje mas una triangular que una
sinusoidal cuando la pendiente de la señal de
entrada supera la velocidad de respuesta del
circuito (observado en las secciones 2 y 4).
0 2000 4000 6000 8000 10000
-1,0
-0,5
0,0
0,5
1,0
V(Volts)
t (ns)
Entrada (1.82 Vpp, 545 kHz)
Salida (0.64 Vpp)
0 1 2
-6
-4
-2
0
2
4
6
0 1 2 3 4 5
-6
-4
-2
0
2
4
6
(B)
Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(A)
Entrada (10 Vpp, 500 kHz)
Salida
V(V)
t (µs)
0 5 10 15 20 25 30
-10
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
12
0 50 100 150 200 250
-6
-4
-2
0
2
4
6
(B)
Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(A)
Entrada (10 Vpp, 32.5 kHz)
Salida
V(V)
t (µs)

12. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
12
5.2) Tensión de offset – Corriente de
polarización de entrada:
Se midió la caída de tensión a la salida del
circuito indicado (figura 8) y se halló un
valor amplificado de offset de 600 mV,
implicando una tensión de offset de 0,6 mV.
Este valor se encuentra dentro de lo esperado
típicamente Voff = 2 mV (tip.), 6 mV (max.).
Esta tensión de offset puede introducir
efectos no deseados, por ejemplo si se busca
tener un circuito que controle un nivel de
tensión de referencia ya que la presencia de
una tensión fija de entrada modifica este
valor, posiblemente disparando la señal de
salida. Para evitar la presencia de esta señal
residual se utiliza una red de ajuste de offset
consistente en un potenciómetro que se
conecta a dos de las terminales del
amplificador operacional y permite fijar esta
magnitud prácticamente en cero.
Por otra parte, se midió la corriente de
polarización de entrada del dispositivo,
obteniéndose un valor de IBIAS = 0,04 ìA,
valor consistente con las especificaciones:
IBIAS = 0,08 ìA (tip.), 0,5 ìA (max.).
6) Circuitos recortadores activos:
En la figura 24 se muestran las mediciones
obtenidas para el circuito recortador activo.
En (A) se observa la respuesta del circuito
para distintos valores del preset y como este
permite fijar el nivel del recorte. Se observa
como la señal de salida sigue el semiciclo
positivo de la entrada.
En (B) se muestra la respuesta del circuito
para altas frecuencias. Nuevamente puede
observarse el efecto del slew rate que
disminuye la ganancia y distorsiona la señal.
Figura 24: Circuito recortador activo. A)
Respuesta del circuito para distintos valores
del preset. B) Respuesta a altas frecuencias.
Es importante destacar que el uso del
amplificador operacional permite eliminar el
efecto de la tensión de umbral del diodo que
se tendría en un recortador pasivo. Esto se
debe a que la tensión necesaria para polarizar
el diodo en directa se obtiene a partir de una
tensión diferencial entre los terminales del
dispositivo, por lo que la tensión de umbral
se ve reducida en un factor 1/A. De esta
manera, el recortador activo (así como el
enclavador) pueden ser utilizados con señales
de entrada de pequeña amplitud, hasta del
orden de los milivoltios.
7) Circuitos enclavadores activos:
En la figura 25 se observan los resultados
obtenidos para el circuito enclavador activo.
Con el preset fijo se realizaron mediciones
para distintas amplitudes de la señal de
entrada: 6,7 Vpp, 11,4 Vpp y 20,4 Vpp
respectivamente. Puede observarse como la
señal de salida está fijada a un nivel mínimo
de 0V y además se observa como el nivel
medio de la oscilación corresponde al valor
de pico de la señal de entrada en cada caso
(excepto cuando el dispositivo se encuentra
saturado).
Experimentalmente se observó que el nivel
mínimo de la señal de salida podía ser
0 1000 2000 3000 4000 5000
-9
-8
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
0 1000 2000 3000 4000 5000
-9
-8
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
(B)
Entrada (7 Vpp, 1 kHz)
Salida 1
Salida 2
V(V)
t (µs)
(A) Entrada (7 Vpp, 186 kHz)
Salida
V(V)
t (µs)

13. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
13
modificado variando el preset o añadiendo
una tensión de offset a la señal de entrada.
Figura 25: Circuito enclavador activo. Se
observa el nivel mínimo fijo en 0 V. La
amplitud media de cada oscilación se
corresponde con el valor de pico de la señal
de entrada respectiva.
Nuevamente, este circuito reduce
drásticamente la tensión de umbral del diodo,
por lo que su uso es conveniente si se desean
estudiar señales de baja amplitud.
8) Comparadores:
Figura 26: Comparador simple utilizando
un amplificador 741. Se observa que una
pequeña variación en la señal de entrada es
suficiente para disparar la salida a un valor
límite dado por las fuentes de alimentación.
La figura 26 muestra la respuesta del
circuito comparador 741 ante una señal de
entrada sinusoidal. Claramente, una pequeña
variación en la entrada diferencial satura al
dispositivo y se tiene un valor límite en la
salida del circuito fijado por los valores de
alimentación del amplificador operacional.
Esto se debe a la alta ganancia que presentan
los amplificadores operacionales en lazo
abierto (del orden de 100000) respecto a la
diferencia de tensión entre sus terminales.
Posteriormente se estudió la respuesta de un
amplificador 311 en el mismo tipo de circuito
y con idéntica señal de entrada. Los
resultados obtenidos se presentan en la figura
27. En (A) se observa la señal a la salida del
circuito, donde puede observarse que a
grandes rasgos, el comportamiento es
idéntico al del 741. Sin embargo, como se
muestra en (B), este amplificador presenta un
tiempo de respuesta de 10ìs hasta alcanzar el
valor mínimo de referencia. Además se ve
como en el transitorio se presentan amplias
oscilaciones de la señal. Estas resultan poco
deseables en este tipo de circuitos ya que si lo
que se busca es tener un comparador de un
nivel de referencia, durante el periodo de
oscilación el circuito resulta prácticamente
inútil. Esto empeora además debido a la gran
amplitud de las oscilaciones (que incluso
hacen que la señal de salida alcance valores
menores al de referencia).
Figura 27: Comparador simple utilizando
un amplificador 311. A) Salida del circuito
para una señal de entrada sinusoidal. B)
Presencia de oscilaciones en los puntos de
conmutación. El tiempo de respuesta es de
10 ìs.
9) Schmitt trigger:
0 2000 4000
0
5
10
V(V)
t (µs)
Salida 1
Salida 2
Salida 3
0 500 1000 1500 2000 2500
-10
-5
0
5
10
15
V(V)
t (µs)
Entrada
Salida
0 1000 2000 3000 4000 5000
-4
-2
0
2
4
6
8
10
12
14
0 5 10 15 20 25
-4
-2
0
2
4
6
8
10
12
14
Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(B)
Salida
V(V)
t (µs)
(A)

14. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
14
En la figura 28 se muestran los resultados
obtenidos para el Schmitt trigger con la
terminal 1 a tierra. En (A) se observa la
entrada sinusoidal aplicada y la salida del
circuito. Puede verse como la salida se
mantiene en un cierto valor hasta que la
entrada alcanza un valor de referencia,
momento en el cual la señal de salida
conmuta. En (B) se observa la histéresis del
circuito. Para los valores de los componentes
utilizados se tiene un valor de realimentación,
B 0,1.
Figura 28: Schmitt trigger. A) Entrada
sinusoidal aplicada. La salida conmuta ante
una variación asimétrica en la entrada. B)
Histéresis del circuito. Se observan los
valores de las tensiones de referencia
(aproximadamente 0 V y 1 V).
De la figura puede verse que el valor
superior de tensión de conmutación esta
aproximadamente en 11V, lo cual,
multiplicado por la realimentación, da una
tensión de referencia positiva cercana a 1V.
Para la tensión de referencia negativa se
observa que la tensión de conmutación
inferior es prácticamente cero, lo cual se ve
reflejado en la curva de histéresis. La
asimetría en las tensiones de referencia se
debe a la que se tiene en la alimentación de
los terminales del amplificador operacional.
Experimentalmente se observó que el
disparo del circuito se interrumpía cuando la
amplitud de la señal de entrada disminuía
respecto de un valor crítico. Este valor se
midió en 2 Vpp. Esto se debe a que para
dicha amplitud, la señal no puede superar la
tensión de referencia necesaria para hacer
conmutar la salida del comparador.
En la figura 29 se muestra la salida del
circuito al reconectar la terminal 1 de
alimentación a -12 V. Al hacer simétricas las
fuentes, se tiene que las tensiones de
referencia del circuito son iguales y opuestas
en signo, con lo que la señal de salida resulta
simétrica. Esto puede observarse en la parte
(A) de la figura.
Figura 29: Schmitt trigger con alimentación
simétrica. A) Entrada sinusoidal aplicada.
La salida del circuito es ahora simétrica. B)
Histéresis del circuito. La curva se
encuentra centrada dado que las tensiones
de referencia coinciden en modulo.
En (B) se observa la histéresis del circuito.
En este caso la curva esta centrada alrededor
del cero y los valores extremos que se
alcanzan (tensiones de referencia) son iguales
a aproximadamente 11 V.
El uso de este dispositivo permite eliminar
posibles problemas introducidos por ruido en
la señal de entrada ya que la conmutación del
circuito no se da en forma brusca como se
tiene en un comparador simple. Por supuesto,
es necesario para esto que la tensión de ruido
pico a pico sea menor que la histéresis del
circuito.
0 1000 2000 3000 4000 5000
-2
0
2
4
6
8
10
12
-1,0 -0,5 0,0 0,5 1,0
0
2
4
6
8
10
12
(B)Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(A)
Salida(V)
Entrada (Volts)
0 500 1000 1500 2000 2500
-15
-10
-5
0
5
10
15
-1,5 -1,0 -0,5 0,0 0,5 1,0 1,5
-15
-10
-5
0
5
10
15
(B)
Entrada
Salida
V(V)
t (µs)
(A)
Salida(V)
Entrada (V)

15. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
15
4 – CONCLUSIONES
Se estudiaron los dispositivos conocidos
como amplificadores operacionales. En
principio se analizó la ganancia, hallándose
que esta presenta valores elevados,
típicamente del orden de 100000 (acorde a
las referencias consultadas). De esta forma,
los amplificadores operacionales a lazo
abierto no resultan útiles como
amplificadores ya que una pequeña variación
en la tensión de entrada dispara la salida del
circuito en forma brusca a la tensión de
saturación correspondiente (positiva o
negativa).
Luego se vio como por medio del uso de
realimentación de señal, resulta posible
controlar la ganancia. Se estudió un
amplificador inversor de ganancia 10 y se
halló que este respondía correctamente hasta
frecuencias de aproximadamente 60 kHz (a
partir de la cual se perdía ganancia y se
distorsionaba la señal). También se encontró
que el valor de esta frecuencia de corte
dependía de la amplitud de la señal de
entrada. Por último se midieron las
impedancias del circuito, hallándose que la
impedancia de entrada del amplificador
inversor puede ser fácilmente controlada por
medio de la resistencia de entrada que se
conecta en serie. Esto dio una corroboración
experimental de las aproximaciones
realizadas: la tensión diferencial de entrada es
nula cuando el dispositivo no se encuentra
saturado. La impedancia de salida del circuito
resultó ser muy pequeña.
Posteriormente se estudió otro tipo de
circuito amplificador, en este caso no
inversor, de ganancia 11. Se halló para esta
configuración que la impedancia de entrada
ya no resultaba baja como en el caso del
inversor, sino que se midió un valor de
aproximadamente 0,8 MÙ. A partir de este
circuito, ajustando los valores de las
resistencias de realimentación se obtuvo un
circuito seguidor. Este circuito, dadas las
características previamente analizadas
presentaba una impedancia de entrada
cercana a 0,9MÙ, una impedancia de salida
muy pequeña y una frecuencia máxima de
funcionamiento a partir de la cual la señal se
veía distorsionada.
Para visualizar las limitaciones del
amplificador operacional que causaban los
comportamientos observados en los circuitos
amplificadores, se estudió en principio la
velocidad de respuesta o slew rate de dos
tipos de amplificadores, un 741 y un 355.
Para el primero se halló un valor de slew rate
de (0.80±0.01)V/ìs mientras que para el
segundo el valor medido fue de (9.49±0.02)
V/ìs. Estos valores resultaron ser
compatibles con las frecuencias máximas de
correcto funcionamiento medidas para una
señal de entrada sinusoidal. El slew rate es el
motivo por el cual la señal de salida se ve
distorsionada a partir de una dada frecuencia
para la cual la pendiente de la onda de
entrada es mayor que la máxima velocidad de
respuesta del circuito. A continuación se
midieron los valores de tensión de offset y
corriente de polarización de entrada para un
741, hallándose valores respectivos de 0,6
mV y 0,04 ìA. Estos resultados resultaron
acordes a las especificaciones típicas de estos
dispositivos. La tensión de offset puede
introducir efectos de salida no deseados si se
quiere seguir una señal; para compensar esto
se analizó cualitativamente el uso de redes de
ajuste de offset que permiten fijar este valor
prácticamente en cero.
A continuación se estudiaron aplicaciones
de los amplificadores operacionales en
circuitos discretos. Se comenzó estudiando
un circuito recortador activo, hallándose que
esta configuración funcionaba correctamente
dentro de las limitaciones del 741. La ventaja
fundamental que introduce el amplificador
operacional es la disminución de la tensión
de umbral de conducción del diodo, lo cual

16. Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o
cuatrimestre de 2005
16
permite tener un recortador que opera
inclusive para señales de entrada de baja
amplitud. El uso de un preset en la entrada no
inversora permite fijar el nivel de recorte.
Posteriormente se estudió un circuito
enclavador activo. Se observó como la señal
de salida se hallaba desplazada (en este caso
positivamente) a un valor relacionado con la
tensión de pico de la señal de entrada.
Nuevamente, el uso de un preset permitía
fijar el nivel mínimo de la señal.
Luego se analizaron los circuitos
comparadores. A partir de lo visto
inicialmente para la respuesta de un
amplificador operacional en lazo abierto, se
obtuvo un circuito que conmutaba a una
tensión de saturación a la salida ante una
pequeña variación en la señal de entrada
respecto de una dada referencia. Este
comportamiento se analizó para un 741 y un
311, el cual presentaba fuertes oscilaciones
en los puntos de conmutación. Esto mostró
que los circuitos comparadores simples
resultan muy sensibles a cualquier posible
ruido en la señal de entrada. Para solucionar
esta limitación se estudio el circuito conocido
como Schmitt trigger, que presenta una
realimentación positiva. Estos circuitos
poseen una histéresis en la salida que hace
que la presencia de ruido no produzca falsos
disparos (siempre que el pico a pico del ruido
no supere la histéresis del circuito). Además
se vio que las tensiones de referencia del
circuito pueden ser simétricas o no
dependiendo de la alimentación que se use
sobre el amplificador operacional.
5 – REFERENCIAS
[1] A.P. Malvino, "Principios de
electrónica", Ed. Mc Graw Hill, 5ª ed.
(1993).