Electrónica de potencia: Generador señales para circuitos de electrónica de potencia

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

                                              ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA
                       UNIDAD PROFESIONAL “ADOLFO LÓPEZ MATEOS”




“GENERADOR DE SEÑALES PARA CIRCUITOS
DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA”

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE:
INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA
PRESENTAN:
CRUZ CUEVAS JENNYFER
MONTESINOS DE LA ROSA EDGAR ENRIQUE
SANTANA ROBLES JONATHAN
ASESORES:
ING. MAURICIO SANCHEZ RAMOS
M. EN C. JOSÉ OSCAR PATLÁN FRAUSTO
MÉXICO, D.F. 2010

Agradezco a mi mamá querida Esther de la Rosa Hernández y a mis
hermanos Laura, Nayeli y David por alentarme a cumplir mis objetivos y
brindarme todo su apoyo y esfuerzo para concluir esta etapa, este logro es
nuestro.
A mis familiares y amigos que me han acompañado a lo largo de mi vida y por
compartir grandes momentos y estar a mi lado en los momentos difíciles.
A mis asesores: Ing. Mauricio Sánchez Ramos y M.C. José Oscar Patlan
Frausto por guiarme y motivarme a preparar y terminar este trabajo.
A todos mis profesores de la ESIME por transmitirme sus conocimientos y
experiencias para llegar a ser una persona productiva.
Al Instituto Politécnico Nacional que me permitió ser parte de una generación
de profesionales.
Edgar Enrique Montesinos de la Rosa
“El que ha llegado tan lejos que ya no se confunde, ha dejado también de
trabajar”
Max Plank.

Son tantas personas a las cuales debo parte de este triunfo, de lograr alcanzar
una de mis metas, la cual es el anhelo de todos los que soñamos alguna vez
con terminar una carrera.
A mi familia: a mis padres Sofia y Arturo, a mis hermanas Yeimi y Berenice,
ellos que han estado hay durante los 23 años que tengo de vida, compartiendo
momentos buenos y malos, momentos que hoy son recuerdos pero que sin
ellos a mi lado no significarían mucho por que han sido ellos quienes los han
hecho inolvidables y los que siempre creyeron en mi aun cuando yo no lo
hacia.
A mis amigos: dicen que los verdaderos amigos se cuentan con los dedos de
una mano y es cuando me doy cuanta de lo afortunada que soy ya que
comienzo a necesitar mi otra mano para poder contarlos, a ellos que han
estado conmigo a pesar de todo, por que me conozco y se que no soy fácil de
entender y que aun así están aquí viéndome caer y levantarme una y otra vez,
dándome una mano cuando la necesito, un hombro en el cual llorar en esos
momentos difíciles y una enorme sonrisa cuando cumplo mis sueños.
Al Instituto Politécnico Nacional, esta gran institución a quien le debo mi
formación y a todos los profesores que la integran ya que fueron ellos los que
me enseñaron lo necesario para poder desarrollarme como profesional y como
persona.
Jennyfer Cruz Cuevas
“El ignorante afirma, el sabio duda y reflexiona”.
Aristóteles

INDICE GENERAL
INTRODUCCION 1
Justificación 1
Objetivos 1
Marco teórico 1
CAPITULO I CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS
VARIABLES EN EL TIEMPO
1.1 Introducción 3
1.2 Circuito generador de pulsos con
componentes electrónicos analógicos 4
2.2.1 Funcionamiento 5
2.2.2 Ventajas y desventajas 5
1.3 Circuito generador de pulsos manejado
con un microcontrolador
1.4 Detector de cruce por cero 7
1.4.1 El LM339 8
1.4.2 Simulación 9
1.5 Pulsos controlados por ángulo de fase 11
1.5.1 Planteamiento 11
1.5.2 Diagrama de flujo 12
1.5.3 Análisis del código 15
1.5.4 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase
obtenidas en la simulación (P-SPICE) 16
obtenidas en el laboratorio 18
1.6 Circuito cerrar – abrir 22
1.6.4 Graficas del circuito cerrar–abrir obtenidas
en la simulación (P-SPICE) 26
1.6.5 Graficas del circuito cerrar – abrir obtenidas
en el laboratorio 28

CAPITULO II CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS
MODULADOS POR ANCHURA
2.1 Introducción 33
2.2 Generación de pulsos modulados
por anchura utilizando componentes analógicos 34
2.3 Circuito generador de pulsos modulados por anchura
utilizando un microcontrolador 36
2.4 Modulación por ancho de pulso (PWM) 37
2.4.4 Graficas del circuito modulación por ancho de pulso
(PWM) obtenidas en el laboratorio 41
2.5 Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) 42
2.5.4 Graficas del circuito modulación de varios
pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en la simulación (P-SPICE) 46
2.5.5 Graficas del circuito modulación de varios
pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en el laboratorio 50
CAPITULO III APLICACIONES
3.1 Introducción 55
3.2 Dispositivos semicontrolados 56
3.2.1 El SCR 56
3.2.2 El TRIAC 56
3.3 Dispositivos totalmente controlados 57
3.3.1 El MOSFET 57
3.4 Aplicación y Prueba 1, Control de velocidad de un motor 60
3.5 Aplicación y Prueba 2, Inversor de CD-CA. 60

CAPITULO IV COSTOS
4.1 Costos 64
CAPITULO V CONCLUSIONES
5.1 Conclusiones 65
APENDICES
Apéndice A: Diseño de la fuente de alimentación 67
Apéndice B: Programa Final 87
Apéndice C: Hojas de especificaciones 105
BIBLIOGRAFIA 113

CAPITULO I
1
INTRODUCCIÓN
Justificación
En los laboratorios de Electrónica de Potencia de enseñanza a nivel
licenciatura se requieren señales de control para los circuitos de potencia que
manejan diversas cargas, estas señales en varios casos deberán estar
sincronizados con la fase de alimentación.
El sistema generador de señales para circuitos de Electrónica de Potencia,
proporciona señales sincronizadas con la fase, así como otro tipo de señales
utilizadas específicamente en circuitos de Electrónica de Potencia. Todo lo
anterior lo hace un equipo muy útil en el laboratorio de Potencia para efectuar
experimentos, así como otros desarrollos en este campo
Objetivos
Objetivo general:
Diseñar y construir un sistema generador de señales de control para ser
utilizado en los laboratorios de Electrónica de Potencia.
Objetivos específicos:
- Diseñar e implementar el circuito generador de pulsos sincronizados
con la línea de alimentación de voltaje de corriente alterna (ca)
variantes en el tiempo y para el control abrir cerrar.
- Diseñar e implementar el circuito generador de pulsos modulados
por anchura.
- Diseñar e implementar el circuito de interface de usuario.
Marco teórico
Con el fin de ampliar y mejorar los métodos aplicables en la materia de
electrónica de potencia y como una ayuda para los alumnos que toman esta
materia, se propone como objetivo principal de este trabajo, diseñar y construir
un generador de señales, así como comprobar su viabilidad en un entorno real.
Para ejemplificar mejor proyecto se decidió dividirlo en 2 bloques principales:
1.- Subsistema analógico
2.- Subsistema digital.

CAPITULO I
2
A continuación se presenta un diagrama a bloques del sistema completo (figura
1).
Figura 1: Diagrama a bloques del generador de funciones
Como se observa en la figura 1, el Bloque Subsistema Analógico está
compuesto a su vez por dos bloques. El primer bloque es el de “reducción de la
señal a sincronizar”, es decir, en esta etapa es en donde se va a utilizar un
transformador el cual va a ser el encargado de reducir la señal de la línea a un
valor adecuado de 3.0volts, el segundo bloque es el “detector de cruce por
cero” el cual se encargara de generar un pulso cada vez que la señal de la
línea cruce por cero. El bloque subsistema analógico esta enlazado al siguiente
bloque que es el de Subsistema Digital dicho bloque a su vez esta
compuesto de dos bloques, el primero de estos bloques es el de “Procesado
digital y control de la duración de los pulsos” aquí es en donde la señal que se
obtuvo a la salida del detector entra al microcontrolador, el microcontrolador es
programado para que manipule dicha señal y así genere en este caso cuatro
tipos de pulsos diferentes, el siguiente bloque es el “menú selectivo tipo de
señal”, como su nombre lo dice este bloque es el que estará interactuando con
el microcontrolador y por medio del cual se podrá escoger el tipo de pulsos con
el que se quiere trabajar. La pantalla estará conectada a la salida del menú y
va a ser el medio visual por el cual el usuario va a poder interactuar con el
generador. La fuente de alimentación es la encargada de alimentar a las etapas
que componen este generador es por eso que se tendrá que diseñar de
acuerdo a las necesidades que se tengan.
Salida A
Salida B
Hacia la etapa de potencia
A = Abrir – cerrar
Control por ángulo de fase
PWM 1
UPWM 1
B = PWM 2
UPWM 2
A
L
I
M
E
N
T
A
C
I
Ó
N
Pantalla
SUBSISTEMA ANALOGICO
Reducción
de voltaje
de la señal
a sincronizar
Detector
de cruce
por cero
SUBSISTEMA DIGITAL
Procesado
digital y control
de la duración
de los pulsos
Menú
selectivo
tipo
de señal
Interface
de usuario
(Teclado)

CAPITULO I
3
CAPITULO I
CIRCUITO GENERADOR
DE PULSOS
VARIABLES EN ELTIEMPO
1.1 Introducción
Los dispositivos semiconductores de potencia dependen ampliamente de la
forma en que el circuito de control excita su disparo para obtener la salida
deseada. Por consiguiente, las características del circuito de control deben
ajustarse a los requerimientos de disparo del dispositivo. La familia de tristores:
rectificadores controlados de silicio (SCR), El tríodo de corriente alterna
(TRIAC), interruptor controlado en compuerta (GTO), etc. son disparados por
un pulso de corriente con un defasamiento adecuado con respecto a la señal
sinusoidal de alimentación.
El propósito de este circuito es generar los pulsos de corriente necesarios para
el control de fase de disparo de la familia de los tristores, teniendo en cuenta
que deben estar sincronizados con la señal de alimentación (figura 1.1)
Figura 1.1: Forma de onda de la señal de corriente alterna (ca).

CAPITULO I
4
Si se conecta un triac entre la fuente de corriente alterna y la carga, se puede
controlar la potencia haciendo variar el valor RMS del voltaje de corriente
alterna aplicado a la carga, y a este tipo de circuito de potencia se le llama
controlador de voltaje de corriente alterna. Las aplicaciones más comunes de
los controladores de voltaje de corriente alterna son: calefacción industrial,
cambio de conexión de transformador con carga, controles de alumbrado,
control de velocidad de motores y controles de electroimanes de corriente
alterna. Para la transferencia de potencia se usan, en el caso normal, dos tipos
de control:
1. Control de encendido-apagado
2. Control por ángulo de fase
En el control de encendido apagado, los interruptores de triac conectan la
carga a la fuente corriente alterna durante algunos ciclos de voltaje de entrada
y lo desconectan durante algunos otros ciclos. En el control por ángulo de fase,
los interruptores conectan a la carga con la fuente de corriente alterna durante
una parte de cada ciclo de voltaje de entrada.
Los controladores de voltaje de ca se pueden clasificar en dos tipos: 1) Control
unidireccional o de media onda, y 2) Control bidireccional o de onda completa.
1.2 Circuito generador de pulsos con componentes analógicos
y digitales.
Se pueden obtener pulsos variables en el tiempo por medio del circuito
mostrado en la figura 1.2. El circuito se basa en amplificadores operacionales
usados como comparadores de voltaje.
Figura 1.2: Circuito generador de pulsos con componentes analógicos

CAPITULO I
5
1.2.1 Funcionamiento
El circuito toma una muestra de la línea de alimentación, por medio de un
transformador se puede reducir el voltaje de la línea sin que la forma de onda
sea afectada. La señal es introducida a dos amplificadores operacionales, en
uno la señal de corriente alterna se aplica a la entrada no inversora del
amplificador, mientras que en el segundo la señal se aplica a la entrada
inversora del amplificador. La entrada restante de cada amplificador es
conectada la señal de referencia de 0volts, la cual genera un pulso en el cruce
del voltaje de suministro positivo con cero, para el caso del primer amplificador
y un pulso en el cruce del voltaje de suministro negativo con cero volts.
La salida de los amplificadores genera un pulso que es reducido en anchura
haciéndolo pasar por un integrador. Este pulso se aplica a la entrada positiva
de otro amplificador. En la entrada inversora es aplicado un nivel de voltaje, de
acuerdo al nivel que se tiene en esta entrada se puede retardar el pulso el
ángulo α que se desee.
Se tienen dos pulsos: uno generado en el semiciclo positivo defasado α grados
y el otro generado en el semiciclo negativo defasado α grados con respecto al
cruce con cero.
La compuerta OR hace que los pulsos de cada salida del amplificador se
tengan en una sola, el pulso que corresponde al semiciclo negativo puede o no
estar presente de acuerdo a la posición de interruptor.
1.2.2 Ventajas y desventajas
Entre las ventajas de utilizar un circuito generador de pulsos variables en el
tiempo con componentes analógicos es la sencillez del mismo, el mínimo uso
de componentes y por consiguiente un bajo costo.
Al ser un circuito en el cual el ángulo al que se desea tener los pulsos se
selecciona de manera analógica, este es inestable, debido a la conversión que
se requiere, algunos pulsos estarán ubicados un poco antes del nivel de
referencia mientras que otros estarán ubicados un poco después de pasar el
nivel de voltaje fijado por la resistencia variable.
1.3 Circuito generador de pulsos con microcontrolador
Se pueden obtener pulsos variables en el tiempo por medio del circuito
mostrado en la figura 1.3. El circuito se basa en el uso de un microcontrolador
el cual es programado para generar las cuatro señales de este trabajo.

CAPITULO I
6
Figura 1.3: Circuito generador de pulsos con un microcontrolador
Un microcontrolador es un circuito integrado programable que contiene todos
los componentes necesarios para controlar el funcionamiento de una tarea
determinada. Para esto, el microcontrolador utiliza muy pocos elementos
asociados en su parte exterior. Una vez programado y configurado el
microcontrolador, sólo sirve para realizar la tarea asignada.
En el mercado existe una gran variedad de microcontroladores con múltiples
posibilidades y características. Cada tipo de microcontrolador sirve para una
serie de casos y existe uno idóneo para cada aplicación requerida.
En los últimos años han tenido un gran auge los microcontroladores PIC
fabricados por Microchip Technology Inc. Los PIC (Peripheral Interface
Controller) son una familia de microcontroladores que ha tenido gran
aceptación y desarrollo en los últimos años gracias a que sus buenas
características, bajo precio, reducido consumo, pequeño tamaño, gran calidad,
fiabilidad y abundancia de información, lo convierten en una buena opción para
ser utilizado en la presente aplicación.
El microcontrolador elegido para esta aplicación es uno de los más versátiles
de los PIC: el PIC18F452, que se encuentra disponible en encapsulado del tipo
DIL40.
Normalmente el microcontrolador PIC18F452 se alimenta con 5 volts aplicados
entre los pines VDD y VSS que son, respectivamente, la alimentación y tierra
del chip.

CAPITULO I
7
El consumo de corriente para el funcionamiento del microcontrolador depende
de la tención de alimentación, de la frecuencia de trabajo y de las cargas que
soportan sus puertos, siendo del orden de unos pocos miliamperios.
El microcontrolador se comunica con el mundo exterior a través de puertos.
Estos están constituidos por líneas digitales de entrada/salida que trabajan
entre 0 y 5 volts los puertos se pueden configurar como entradas para recibir
datos o como salidas para manejar dispositivos externos.
Todo microcontrolador requiere de un circuito que le indique la velocidad de
trabajo, es el llamado oscilador o reloj. Éste genera una onda cuadrada de alta
frecuencia que se utiliza para sincronizar todas las operaciones del sistema.
El circuito de reloj más utilizado es el cristal de cuarzo que proporciona una
frecuencia muy estable, para nuestro caso la frecuencia de trabajo de éste será
de 4MHz. El condensador debe de ir acompañado por dos capacitores de valor
de 22pF.
Entre las ventajas de usar un microcontrolador en vez de componentes
analógicos es la reducción del circuito ya que este reúne en un solo integrado,
memoria de programa, memoria de datos y puertos de entrada/salida. Además
de la reducción de los costos, en este caso los pulsos están ubicados en el
nivel de referencia. El manejo de los retardos se hace de manera digital, lo cual
hace que sea mas preciso, además de tener bajo consumo de energía. Una
desventaja del microcontrolador es que se pueden tener tiempos demasiado
largos de ejecución de programa, esto puede mejorarse realizando el programa
de manera estructurada para optimizar su funcionamiento.
1.4 Detector de cruce por cero
El detector de cruce por cero es esencial ya que es el encargado de generar un
pulso cada vez que la señal de la línea cruza por cero
Comparadores con punto de conmutación en cero
En ocasiones se quiere analizar dos voltajes para determinar cual de los dos es
el mayor. En esta situación, un comparador puede ser la solución perfecta.
Este circuito tiene dos terminales de entrada (inversor y no inversor) y un
terminal de salida. Es diferente a los circuitos lineales con amplificadores
operacionales, ya que existen dos estados en la salida, dependiendo de si la
tensión es alta o baja. Por esta razón, los comparadores son comúnmente
usados como conexión entre circuitos analógicos y digitales.
Circuito básico
La manera más simple de construir un comparador consiste en conectar un
amplificador operacional sin resistencias de realimentación, como se ve en la
Figura 1.4. Dada la alta ganancia de tensión en lazo abierto, un voltaje de

CAPITULO I
8
entrada positiva provoca una saturación positiva, y un voltaje de entrada
negativa provocara una saturación negativa. El comparador de la figura 1.4 se
conoce como detector de cruce por cero, ya que idealmente el voltaje de
salida conmuta de alta a baja o viceversa cuando el voltaje de entrada pasa por
el valor cero.
Figura 1.4: Comparador
Si Vsat = 14 V, la oscilación en la salida del comparador va aproximadamente
de -14 a +14 V. Si la ganancia de tensión en lazo abierto es 100.000, el voltaje
de entrada necesaria para producir saturación tiene la siguiente expresión
(ecuacion1):
mVVin 014.0
000.100
14
(min) 1
Lo que significa que una tensión de entrada más positiva que +0,014mV lleva
al comparador a una saturación positiva, y un voltaje de entrada mas negativa
que -0,014mV lleva a1 comparador a una saturación negativa.
Las tensiones de entrada de un comparador son normalmente muy superiores
a ± 0.014mV. Por ello, la tensión de salida tiene dos estados, +Vsat o -Vsat.
Fijándonos en el voltaje de salida, podremos decir inmediatamente si el voltaje
de entrada es mayor o menor que cero.
Un detector de cruce por cero determina la transición de una forma de onda
(senoidal) de positiva a negativa, proporcionando un pulso que coincida
exactamente con la condición de voltaje cero y genere un estado alto cuando
esto suceda y cuando se vuelva a repetir cambie al estado opuesto de manera
periódica.
1.4.1 El LM339
El LM339 puede ser usado para ajustar simétricamente los ángulos correctos
de una onda senoidal alrededor de cero volts mediante la incorporación de una
pequeña cantidad de retroalimentación positiva para mejorar el cambio de los
tiempos y centrando la entrada de umbral a tierra (véase figura 1.5).

CAPITULO I
9
Figura. 1.5: Detector de cruce por cero
El divisor de voltaje entre R4 y R5 establece una referencia de voltaje V1, en la
entrada positiva. Al hacer las resistencias en serie, R1 mas R2 igual a R5, la
condición de cambio, V1=V2, será satisfecha cuando VIN=0. El resistor de
retroalimentación R6, esta hecho (fabricado) de un valor mucho mas grande
con respecto a R5 (R6 = 2000 R5).
El resultado establecido por esta red es muy pequeño (ΔV1 < 10mV), pero es
suficiente para asegurar una rápida salida de transición de voltaje. El Diodo D1
se usado para asegurar que la terminal de inversión de entrada de la
comparación nunca caiga (disminuya) aproximadamente -100mV.
Como la terminal de entrada es negativa, D1 tendrá la misma dirección que el
voltaje de control, haciendo un puente entre R1 y R2 a aproximadamente -
700mV. Esto crea un divisor de voltaje con R2 y R3 previniendo que V2 vaya por
debajo de tierra. El limite máximo de la entrada negativa esta limitada por la
corriente de sostenimiento de D1.
Las principales características con las cuales cuenta el LM339 son:
- Los voltajes con los cuales puede ser alimentado son: 2VDC a
36VDC o ± 1VDC o ± 18VDC
- Muy bajo suministro de corriente (100mA), independiente de voltaje de
suministro.
1.4.2 Simulación
Se simulo el circuito que el fabricante del LM339 propone en sus hojas de
especificaciones (figura 1.6) con el objetivo de comprobar su funcionamiento,
utilizamos el simulador P-SPICE el cual nos da los resultados mostrados en la
figura 1.7.

CAPITULO I
10
5.1k
0
0
VCC
0
IN
0
VCC
OUT
FREQ = 60
VAMPL = 4.25
VOFF = 0
VCC
5Vdc
100k
5.1k 5.1k
10k
20MEG
100k
D1N914
LM339
5
4
312
2
+
-
V+V-
OUT
0
Figura 1.6: Diagrama detector de cruce por cero (P-SPICE)
Figura 1.7: Grafica resultante (Cruce por Cero)
En la figura 1.8 se muestran los resultados al armar y probar el circuito
propuesto.

CAPITULO I
11
Figura 1.8: Fotografía obtenida en el laboratorio
1.5 Pulsos controlados por ángulo de fase
1.5.1 Planteamiento
El principio de control por ángulo de fase se puede explicar tomando como
referencia la figura 1.9a. El flujo de potencia a la carga se controla retrasando
el ángulo de disparo del tiristor T1 y la forma de onda para los voltajes de
entrada, de salida y la corriente de disparo en la compuerta del tristor se
muestran en la figura 1.9b.
Figura 1.9: (a) Circuito básico del tristor. (b) Formas de onda del circuito

CAPITULO I
12
El circuito de la figura 1.9a es un controlador monofásico de media onda, y sólo
es adecuado para cargas resistivas de baja potencia, por ejemplo calefacción
alumbrado. Como el flujo de potencia se controla mediante el medio ciclo
positivo del voltaje de entrada, a este tipo de control se le llama controlador
unidireccional.
El problema de la corriente directa en la entrada se puede evitar usando control
bidireccional (o de onda completa) y en la figura 1.10 se muestra un control
monofásico de onda completa con una carga resistiva. Durante el medio ciclo
del voltaje positivo de entrada se controla el flujo de potencia haciendo variar
en ángulo de retardo del tristor T1, y el tristor T2, controla el flujo de potencia
durante el semiciclo negativo del voltaje de entrada. Los pulsos de disparo de
T1 y T2 se mantienen con un defasamiento de 180°. La figura 1.11 muestra las
formas de onda del voltaje de entrada (Figura 1.11a), voltaje de salida (figura
1.11b) y señales de disparo para T1 (figura 1.11c) y T2 (figura 1.11d).
0
T1
g2
g1
RL
VS
T2
Figura 1.10: Control monofásico de onda completa
Figura 1.11: Formas de onda en control monofásico de onda completa

CAPITULO I
13
El generador de funciones diseñado en el presente trabajo incluye la opción de
tener pulsos controlados por ángulo de fase sincronizados con la línea de
alimentación y se tiene la opción de tener pulsos tanto en el semiciclo positivo y
en el negativo. Se puede eliminar el pulso que controla el semiciclo negativo de
la señal de entrada para así controlar dispositivos unidireccionales.
Para sincronizar los pulsos con la línea de alimentación se empleo el detector
de cruce por cero mencionado en el tema 1.4.
1.5.2 Diagrama de flujo
Los pasos principales que realiza el diagrama de flujo son los siguientes: En
primera instancia el programa va a estar leyendo continuamente lo que el
detector de cruce por cero manda a la terminal de entrada del pin RB0
después de haber detectado uno de dos posibles valores (0,1) se realiza un
retardo por medio del timer de valor x inmediatamente después manda un
pulso de duración de 10ms a la terminal de salida del micro RB7 nuevamente
se manda a un estado bajo a RB7 estos pasos se realizan infinitamente o hasta
que el usuario lo desactive el retardo que genera el timer es el que permitirá
recorrer el pulso durante el semiciclo ya sea positivo o negativo (ver figura
1.12)

CAPITULO I
14
1.12 Diagrama de flujo, pulsos controlados por ángulo de fase
NO
NO
NO
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Inicio
Se Inicializan las variables
Pulso.bajo = 1;
Lee la entrada proveniente del detector y se le
asigna a la variable
temp retardo = 65535;
While
Infinito
Que pasen todos los pulsos
Con la siguiente condición
de pulso_bajo= =1
Si se detecta un
cambio de estado en
del detector
Escribe en el
timer el valor de
retardo
Espera a que
finalice el conteo
del timer hasta
llegar a cero
Asigna un nivel alto a la
salida RB7 durante cierto
tiempo (ancho de pulso)
Asigna el valor actual de
RB7 para esperar el
siguiente cambio de estado
Que pasen únicamente
pulsos positivos con la
siguiente condición de
pulso_bajo==0
Si se detecta un
cambio de estado en
del detector
Si es un
pulso
positivo
Escribe en el
timer el valor de
retardo
Asigna un nivel bajo a la salida RB7 y
Asigna el valor actual de RB7 para
esperar el siguiente cambio de estado
Oprimido
el botón de
salida?
Salir
y regresa al
menú principal

CAPITULO I
15
1.5.3 Análisis del código
Para la implementación del código se hace uso de dos librerías importantes en
el microcontrolador que son delays y timers. Se configuran El puerto B,
asignando como entradas la parte baja (RB0 – RB3) y como salidas la parte
alta (RB4 – RB7). La entrada RB3 detecta el cambio de nivel alto – bajo que
proviene del detector de cruce por cero. El estado actual es asignado a una
variable temporal para esperar el cambio de estado y continuar el proceso. Es
llamada la función retardo para incrementar o decrementar su valor,
dependiendo de estar o no activado las entradas para recorrer el
desplazamiento. El valor es asignado a la variable retardo para cargar al timer0
con ella. El timer0 comienza el conteo para esperar el disparo del pulso. El
tiempo en el que el timer0 realiza todo el conteo varía de 0 a 8330 micro
segundos que es el tiempo que dura un semiciclo de la onda senoidal de
entrada. La salida pasa a un nivel alto que tiene una duración de 10
microsegundos para después pasar a nivel bajo nuevamente (ver código 1),
Codigo 1
void Cto_1()
{
Pantalla_Cto1(); // Llamada a función, despliega en el
LCD
Pulso_Bajo = 1; // Pulso bajo encendido
temp = PORTDbits.RD0; // RD entrada detector de cruce por
cero
retardo = 65535; // tiempo 0 de retardo por omisión
while(1)
{
Desplazamiento_1(); // Llamada a la función desplazamiento
while(Pulso_Bajo) // Pasa pulso en pulso alto y bajo
{
while(temp != PORTDbits.RD0) // Cambio de estado del detector
{
INTCONbits.TMR0IF = 0;
WriteTimer0(retardo); // Escribe en el timer0 el valor de
retardo
while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo
{}
PORTBbits.RB7 = 1; // La salida RB7 pasa a nivel alto
Delay10TCYx(1); // Ancho de pulso 10 microsegundos
PORTBbits.RB7 = 0; // La salida RB7 pasa a nivel bajo
temp = PORTBbits.RB7; // Asigna el valor actual de RB7 para
} //esperar el siguiente cambio de estado
}
while(Pulso_Bajo == 0) //Pasa pulso en pulso alto
{
while(temp != PORTDbits.RD0) // Cambio de estado del detector
{
while(PORTBbits.RB7 == 1) // Solo pasan los semiciclos positivos
{}

CAPITULO I
16
WriteTimer0(retardo);
while(INTCONbits.TMR0IF == 0)
{}
PORTBbits.RB7 = 1;
Delay10TCYx(1);
PORTBbits.RB7 = 0;
temp = PORTBbits.RB7;
}
}
if(PORTBbits.RB0 == 0) // Regresa al menú cuando se oprime RB0
Menu();
}
}
1.5.4 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase,
obtenidas en la simulación (P-SPICE)
Las siguientes figuras muestran los resultados obtenidos en la simulación. En
las figuras 1.13, 1.14 y 1.15 se observan la señal de la línea de entrada y los
pulsos que genera el sistema en el semiciclo positivo con un pulso.
Figura 1.13: Dos pulsos a 180°

CAPITULO I
17
Figura 1.14: Un pulso a 0°

CAPITULO I
18
obtenidas en laboratorio
Las siguientes figuras muestran los resultados obtenidos en el laboratorio, en la
figura 1.16 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que genera
el sistema tanto en el semiciclo positivo como en el negativo sin
desplazamiento.
Figura 1.16: Con dos pulsos a 0 °
En la figura 1.17 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que
genera el sistema únicamente en el semiciclo positivo sin desplazamiento.
Figura 1.17: Con un pulso a 0°
En las figuras 1.18 a la 1.23 se observan la señal de la línea de entrada y los
pulsos que genera el sistema tanto en el semiciclo positivo como en el negativo
a distintos ángulos de defasamiento.

CAPITULO I
19
Figura 1.18: Con dos pulsos a 45°

CAPITULO I
20
Figura 1.20: Con dos pulsos a 90°

CAPITULO I
21
Figura 1.22: Dos pulsos a 150°
Como se puede observar el desplazamiento de los pulsos se realiza de
manera sencilla ya que en la interfaz del usuario se cuentan con dos botones;
el primero desplaza el pulso a la izquierda mientras que el segundo lo desplaza
a la derecha. El valor en tiempo y en ángulo de desplazamiento son mostrados
en el LCD.

CAPITULO I
22
1.6 Circuito cerrar – abrir
1.6.1 Planteamiento
El principio de control de encendido-apagado se puede explicar con un control
monofásico de onda completa, como el que se ve en la figura 1.24. El
interruptor del TRIAC conecta la fuente de alimentación de ca con la carga
durante un tiempo nt , que suele consistir en una cantidad entera de ciclos. Los
tristores se activan en los cruces de voltaje de entrada de ca con cero. Los
pulsos de la compuerta para el TRIAC y las formas de onda para los voltajes de
entrada y salida, se ven en la figura 1.25.
0
g1
RL
T1
VS
Figura 1.24: Circuito para el control cerrar – abrir
Figura 1.25. Formas de onda del circuito abrir – cerrar

CAPITULO I
23
1.6.2 Diagrama de Flujo
Las partes principales que realiza el diagrama de flujo son los siguientes: en
primera instancia se determina en cuantos ciclos habrá pulsos y empleando la
formula de n= 8-m se determina el valor de n (ciclos donde no habrá pulsos)
posteriormente se hace uso de un ciclo while para que ejecute mediante
condición cuantos ciclos va a realizar las siguientes instrucciones (el
microprocesador lee lo que el detector de cruce por cero le manda a la terminal
de entrada del pin RB0 inmediatamente manda un pulso de 10ms a la terminal
de salida del microprocesqador RB7 y nuevamente se manda un estado bajo a
RB7) posteriormente se hace uso de otro ciclo while para que mande estados
bajos a la terminal RB7 y así satisfacer la formula anterior todos estos pasos en
conjunto se realizan infinitamente o hasta que el usuario lo desactive (ver figura
1.26).

CAPITULO I
24
Figura 1.26: Diagrama de flujo, circuito cerrar-abrir
NO
NO
NO
NO
NO
Si
SiSi
Si
Si
Si
Inicio
Asigna por omisión
pulsos de 1 ciclo
m=1
Asigna a n = 8-m
Asigna j=0
Cambia el nivel de RB7 a nivel bajo
Asigna el valor actual de RB7 a temp
para esperar el siguiente cambio de
estado
E incrementa en una unida a j
While
infinito
Eje cuta esta instrucción
mientras que j<(n*2)
(Número de pulsos en alto)
Si se detecta un
cambio de estado en
del detector
i=j
Salir
Si se detecta un
cambio de estado en
del detector
si es
oprimido el
botón de
salida
Asigna el valor actual de RB7
para esperar el siguiente cambio
de estado
E incrementa en una unidad a i
Numero restante de ciclos
en bajo con la siguiente
condición i<16

CAPITULO I
25
Para este circuito se hace uso de nueva cuenta del detector de cruce por cero.
Se detectan los cambios de estado en la entrada RB3 del microcontrolador.
Existen variables definidas las cuales pueden adoptar los valores de m y n. Un
ciclo for deja pasar los pulsos m veces. De igual manera otro ciclo for espera a
que se complete el total de 8 ciclos de la onda senoidal. En cada periodo se
pregunta si están activadas las entradas que hacen disminuir o aumentar el
valor de n (ver código 2).
Código 2
void Cto_2()
{
LCD
m = 1; // Asigna por omision pulsos en 1
ciclo
while(1)
{
Desplazamiento_2(); // Llama a la función que lee m
n = 8 - m; // Asigna a n el valor 8 - n
j = 0; // Asigna a j el valor 0 para
empezar el conteo
while(j<(m*2)) // Ciclo de pulsos activos m
{
while(temp != PORTBbits.RB7) // Cambio de estado
{
PORTBbits.RB7 = 1; // Se activa RB7
Delay10TCYx(5); // Ancho de pulso 10
microsegundos
PORTBbits.RB5 = 0; // Se desactiva Rb7
temp = PORTBbits.RB7; // Asigna el valor actual de RB7
para
j++; //esperar el siguiente cambio de
estado
} // Incrementa el contador
}
i=j;
while(i<16) // Cuenta desde pulsos altos hasta
terminar los 8 ciclos
while(temp != PORTBbits.RB7) // Cambio de estado
{
temp = PORTBbits.RB7; //Asigna el valor actual de RB7
para
i++; //esperar el siguiente cambio de estado
} //pero no manda pulso
if(PORTBbits.RB0 == 0) // Regresa al menú cuando se oprime
RB0

CAPITULO I
26
Menú();
}
}
1.6.4 Graficas del circuito cerrar–abrir obtenidas en la simulación
(P-SPICE)
El planteamiento es que partiendo de la señal sinusoidal de alimentación se
toman 8 ciclos como periodo del circuito cerrar – abrir. El valor m es el numero
de semiciclos en los cuales existe un pulso en cada cruce de la señal por cero
volts y habrá pulsos, n es el número de ciclos en los no que habrá pulsos.
En las figuras 1.27 a 1.33 se muestran los resultados, considerando varias
combinaciones.
Figura 1.27: m = 1
Figura 1.28: m = 2

CAPITULO I
27
Figura 1.29: m = 3
Figura 1.30: m = 4
Figura 1.31: m = 5

CAPITULO I
28
Figura 1.32: m = 6
Figura 1.33: m = 7
1.6.5 Graficas del circuito cerrar – abrir obtenidas en el laboratorio
El circuito fue probado en el laboratorio, obteniendo los siguientes resultados:
Las figuras de la 1.34 a la 1.40 se muestran en la parte superior la señal de la
línea y en la parte inferior los pulsos que el sistema genera, estos pulsos
obedecen la ecuación siguiente.
n = 8-m 2
Donde:
M = número de ciclos en los que abra pulsos
n = número de ciclos en los no que abra pulsos

CAPITULO I
29
Figura 1.34: m = 1
Figura 1.35: m = 2

CAPITULO I
30
Figura 1.36: m = 3
Figura 1.37: m = 4

CAPITULO I
31
Figura 1.38: m = 5
Figura 1.39: m = 6

CAPITULO I
32
Figura 1.40: m = 7
La selección de cada función se realiza por medio de dos botones que se
encuentran en la parte frontal del generador, uno incrementa el valor de m,
mientras que el segundo lo disminuye. La interfaz del usuario cuenta con un
LCD que despliega el valor actual de m y n. El microcontrolador monitorea la
activación de dichos botones para realizar el cambio cada vez que son
activados.

CAPITULO II
33
CAPITULO II
CIRCUITO GENERADOR
DE PULSOS
MODULADOS POR ANCHURA
2.1 Introducción
La modulación por ancho de pulsos (PWM, de pulse-width modulation en
inglés) es una técnica en la que se modifica el ciclo de trabajo de una señal
periódica.
El ciclo de trabajo de una señal periódica es el ancho relativo de su parte
positiva en relación al período (ver figura 2.1).
Figura 2.1: Parámetros del PWM
La ecuación 3 nos muestra que:
D
T
, es el ciclo de trabajo 3
Donde:
T, es el período de la función
, es el tiempo en que la función es positiva (ancho del pulso)

CAPITULO II
34
La construcción típica de un circuito PWM se lleva a cabo mediante un
comparador con dos entradas y una salida. Una de las entradas se conecta a
un oscilador de onda triangular, mientras que la otra queda disponible para la
señal moduladora. En la salida la frecuencia es generalmente igual a la de la
señal triangular y el ciclo de trabajo está en función de la portadora.
La principal desventaja que presentan los circuitos PWM implementados con
esta técnica es la posibilidad de que haya interferencias generadas por
radiofrecuencia. Estas pueden minimizarse mediante el uso de un
microcontrolador ubicado cerca de la carga y realizando un filtrado de la fuente
de alimentación.
La modulación por ancho de pulsos es una técnica utilizada para regular la
velocidad de giro de los motores eléctricos. Mantiene el par motor constante y
no supone un desaprovechamiento de la energía eléctrica. Se utiliza tanto en
corriente continua como en alterna, como su nombre lo indica, al controlar: un
momento alto (encendido o alimentado) y un momento bajo (apagado o
desconectado), controlado normalmente por relevadores (baja frecuencia) o
MOSFET o tiristores (alta frecuencia).
Otros sistemas para regular la velocidad modifican la tensión eléctrica, con lo
que disminuye el par motor; o interponen una resistencia eléctrica, con lo que
se pierde energía en forma de calor en esta resistencia.
Otra forma de regular el giro del motor es variando el tiempo entre pulsos
modulación por frecuencia de pulsos de duración constante.
La modulación por ancho de pulsos también se usa para controlar servo
motores, los cuales modifican su posición de acuerdo al ancho del pulso
enviado cada un cierto período que depende de cada servo motor. Esta
información puede ser enviada utilizando un microcontrolador.
Otra aplicación utilizada frecuentemente es en los inversores, este tipo de
circuitos tienen la capacidad de generar señales alternas a partir de señales
continuas. Los inversores se utilizan en aplicaciones tales como controlar la
velocidad de motores de corriente alterna, sistemas de alimentación
ininterrumpidas (UPS) y dispositivos de corriente alterna que funcionan a partir
de baterías de automóvil.
2.2 Generación de pulsos modulados por anchura utilizando
componentes analógicos.
Existen diferentes maneras de generar pulsos por medio de circuitos
analógicos, una de ellas, como ya se menciono consiste en comparar dos
señales (figura 2.2). También se puede utilizar un C.I. 555 en la configuración
de modulador de ancho de pulso como se muestra en la figura 2.3

CAPITULO II
35
Figura 2.2: Generador de PWM por medio de comparadores.
Figura 2.3: C.I. 555 como modulador de ancho de pulso
El circuito mostrado en la figura 2.2 los amplificadores U1, U2 y U3 se
encargan de generar la onda triangular, por medio de la entrada no inversora
del amplificador U3 se puede variar la frecuencia de la señal triangular. El
amplificador operacional U4 funciona como comparador en donde en su
terminal no inversora entra la señal triangular, mientras que en la terminal
inversora entra la señal que proviene de un nivel de referencia de voltaje que
se puede variar para obtener un uso a la salida con duración también variable.
El MOSFET conectado a la salida proporciona la potencia necesaria para
alimentar a la carga.
Se puede implementar un modulador por ancho de pulso por medio del C.I.
555, el circuito se basa en un potenciómetro y dos diodos. La carga y descarga
se realiza de manera independiente, pudiendo así cambiar el ancho de pulso
manteniendo la frecuencia fija.

CAPITULO II
36
Como se mencionó anteriormente utilizando circuitos analógicos existe la
posibilidad de que sean afectados por interferencias generadas por
radiofrecuencia, además que el ancho de pulso depende de un nivel de voltaje
que es fijado por potenciómetros, lo cual hace que se tengan variaciones.
Utilizando un C.I. 555 se puede generar con muy pocos componentes,
haciéndolo muy económico.
2.3 Circuito generador de pulsos modulados por anchura
utilizando un microcontrolador
Por medio de un microcontrolador se pueden generar los pulsos modulados por
anchura haciendo uso de las funciones de Temporización y las funciones de
retardos (ver figura 2.3).
El microcontrolador dispone de rutinas de retardo que son útiles para procesos
que no un estricto control de tiempos. Otro procedimiento más eficaz y preciso
consiste en la utilización de un timer.
Un timer se implementa por medio de un contador que determina el tiempo
preciso entre el momento en que el valor es cargado y el instante en el que se
produce su desbordamiento. Un timer típico se describe de manera simplificada
en la figura 2.4. Consiste en un contador ascendente (también podría ser
descendente) que, una vez inicializado con un valor, su contenido se
incrementa con cada impulso hasta llegar a su valor máximo, desbordando y
volviendo a comenzar de cero.
Figura 2.4: Esquema simplificado de un timer
El principal problema cuando se configura el timer como temporización es el
cálculo de los tiempos de temporización. Se puede utilizar la siguiente formula
(ecuación 4):
16
Temporización Prescaler 2 1 Carga 0CMT TMR
4
Donde:
Temporización, es el tiempo deseado
CMT , es el periodo de un ciclo máquina (1 s para nuestro caso)
Prescaler, es el rango de divisor de frecuencia elegido

CAPITULO II
37
16
2 1 Carga 0TMR , es el número total de impulsos a contar por el
TMR0 antes de desbordarse
Se puede utilizar el timer para generar pulsos con tiempos de duración muy
precisas.
Se puede utilizar el timer para generar pulsos con tiempos de duración muy
precisos, Las rutinas de tiempo se ejecutan basadas en el reloj del
microcontrolador, que al ser un cristal de cuarzo son muy estables.
Una de las desventajas es el calculo de los tiempos de carga del
temporización, a veces es necesario ajustarlos considerando los tiempos en
que se realizan las instrucciones del programa que no involucran al timer.
2.4 Modulación por ancho de pulso (PWM)
En muchas aplicaciones, para controlar el voltaje de salida de los inversores,
se necesita con frecuencia 1) hacer frente a las variaciones de de entrada de
cd, 2) regular el voltaje de los inversores y 3) satisfacer los requisitos de control
de voltaje y frecuencia constante. Dos de las técnicas mas utilizadas para este
propósito son:
- modulación por ancho de un solo pulso
- modulación por ancho de pulsos múltiples
La tercera señal del presente generador es un pulso modulado por anchura,
con una frecuencia de 60 Hz, que es una frecuencia útil para trabajar con los
inversores.
2.4.1 Planteamiento
En el control de modulación por ancho de un solo pulso sólo hay un pulso por
cada medio ciclo, y se hace variar su ancho para controlar el voltaje de salida.
La figura 2.5 muestra la generación de las dos señales de control
proporcionadas por el generador y el voltaje de salida al ser aplicados a un
puente inversor completo.

CAPITULO II
38
Figura 2.5: Modulación por ancho de un solo pulso
El voltaje rms de salida se puede determinar con ecuación 5:
1 2
2
2
2
2
2
O S SV V d t V 5
Se puede modificar el ancho del pulso , de 0° a 180°, y el voltaje rms de
salida de OV hasta SV .
La serie de Fourier del voltaje de salida es
1,3,5,...
4
sen sen
2
O
n
VS n
v t n t
n
6
Debido a la simetría del voltaje de salida respecto al eje x, las armónicas pares
(para n = 2, 4, 6…) están ausentes.
El siguiente diagrama de flujo muestra el proceso que realiza el
microcontrolador para generar las dos salidas PWM, se calcularon los tiempos
altos y bajos, mínimos y máximos, para cargar el timer y se pueda variar el
ancho del pulso entre estos dos límites (ver figura 2.6).

CAPITULO II
39
Figura 2.6: Diagrama de flujo. Modulación por ancho de pulso (PWM)
NO
NO
Si
Si
Si
Si
Inicio
Inicializa variables de
tiempo alto y tiempo
bajo
While
infinito
Lee el tiempo
alto y el tiempo
bajo
Activa el puerto RB7
con 1 durante el
tiempo alto
Espera a que
finalice el
conteo del timer
hasta llegar a
cero
Limpia bandera de
desbordamiento
Y
Desactiva el puerto RB7
poniéndolo en bajo durante
el tiempo en bajo
Espera a que
finalice el
conteo del timer
hasta llegar a
cero
Activa el puerto RB6
con 1 durante el
tiempo alto
Espera a que
finalice el
conteo del timer
hasta llegar a
cero
Oprimido
el botón de
salida?
Salir
y regresa al
menú principal
Espera a que
finalice el
conteo del
timer hasta
llegar a cero
Limpia bandera de
desbordamiento Y
Desactiva el puerto RB6
poniéndolo en bajo durante el
tiempo en bajo

CAPITULO II
40
Se ha elegido un ancho de pulso mínimo de 10μs, será también el valor por
omisión del PWM. Entonces la carga en timer según la ecuación 7 será:
16 Temporización
Carga 0 2 1
Prescaler
10
65535
1 1
65525 mínimo tiempo alto
CM
TMR
T
s
s
7
El máximo ancho del pulso es la duración de medio ciclo 8.33 =8330 sms . Se
tomó en cuenta una zona muerta de 10 s para evitar que los dos pulsos se
activen al mismo tiempo y provocar un corto circuito en un inversor. El máximo
tiempo alto queda (ver ecuación 8):
16 Temporización
Carga 0 2 1
Prescaler
8320
65535
1 1
57215 máximo tiempo alto
CM
TMR
T
s
s
8
El timer se configura para trabajar como contador, a 16 bits y prescaler de 1.
Los 8330 s del semiciclo son divididos en tiempo alto y tiempo bajo, se activa
la salida RB5 y se carga el timer con tiempo alto, el timer se desborda y RB5
pasa a nivel bajo, permaneciendo así el tiempo en el que se activa RB6 y su
respectivo tiempo bajo. El proceso se realiza periódicamente leyendo con una
función si hay cambios en los tiempos. El programa regresa a la función
principal del generador (menú) al ser activada la entrada en RB2. RB0
decrementa el ancho del pulso, mientras que RB1 lo incrementa (ver código 3).
Código 3
void Cto_3()
{
Pantalla_Cto3(); // Llamada a función, despliega en el LCD
tbajo = 57217; //8318 us, máximo tiempo bajo
talto = 65525; //10 us, mínimo tiempo alto
while(1)
{
Desplazamiento_3(); // Lee el tiempo alto y bajo del pulso
PORTBbits.RB7 = 1; // Activa el pulso en RB7
WriteTimer0(talto); //con duracion de tiempo alto
{}
INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento
PORTBbits.RB7 = 0; // Desactiva el pulso en RB7
WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo

CAPITULO II
41
while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y
//desactivación de RB6
{}
PORTBbits.RB6 = 1; // Activa el pulso en RB6
WriteTimer0(talto); //con duración de tiempo alto
{}
INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento
PORTBbits.RB6 = 0; // Desactiva el pulso en RB6
WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo
while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y desactivación
de RB7
{}
if(PORTBbits.RB0 == 0)
Menú(); // Regresa al menú cuando se oprime
RB0
}
}
2.4.4 Graficas del circuito Modulación por ancho de pulso (PWM)
obtenidas en laboratorio
Se realizaron las pruebas en el laboratorio obteniendo los resultados mostrados
en las figuras de la 2.7 a la 2.9. Se muestran las dos salidas del PWM a los
valores más significativos del ancho de pulso.
Figura 2.7: PWM mínimo ancho de pulso: 10μs

CAPITULO II
42
Figura 2.8: PWM máximo ancho de pulso: 8320μs
Figura 2.9: PWM ancho de pulso 50%:4160μs
Cuando se selecciona la tercera señal en el generador, por omisión el ancho de
pulso aparece al valor mínimo (10 µs), se puede ajustar el valor aumentando o
disminuyendo el ancho de pulso por medio de dos botones. El valor actual de
los pulsos se despliega en el LCD.
2.5 Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM)
Se puede reducir el contenido de armónicas usando varios ciclos en cada
medio ciclo del voltaje de salida. A esta clase de modulación se le llama
modulación por ancho de pulso uniforme (UPWM, de uniform pulse – width
modulation)

CAPITULO II
43
2.5.1 Planteamiento
Como puede observarse en la figura 2.7 existe una señal de referencia que
establece la frecuencia de salida Of , y la frecuencia de la portadora Cf
determinada por la cantidad de pulsos p por cada medio ciclo. El índice de
modulación controla el voltaje. La cantidad de pulsos por medio ciclo se
determina con la ecuación 9:
2 2
fC
O
mf
p
f
9
Donde f C Om f f , se define como la relación de modulación de frecuencia.
Figura 2.10: Parámetros y voltaje a la salida de un inversor UPWM
Si es el ancho de cada pulso, el voltaje rms de salida se calcula con la
ecuación 10:
1
22
2
2
2
2
p
O S Sp
p p
V V d t V 10
La variación del índice de modulación M de 0 a 1 hace variar el ancho del pulso
desde 0 hasta 2T p 0a p , y al voltaje rms de salida de OV hasta SV , la
forma general de la serie de Fourier para el voltaje instantáneo de salida es
(ver ecuación 11):

CAPITULO II
44
1,3,5,...
senO n
n
v t B n t 11
El coeficiente nB de la ecuación anterior se puede determinar considerando un
par de pulsos tales que la duración del pulso positivo comience en t y
la del negativo, del mismo ancho comience en t . Esto se ve en la
figura 2.10 se pueden combinar los efectos de todos los pulsos para obtener el
voltaje efectivo de salida que se calcula con la ecuación 12.
2
1
4 3 3
sen sen sen
4 4 4
p
S
n m m
m
V n
B n n
n
12
Debido a la simetría del voltaje de salida respecto al eje x, 0nA , y las
armónicas pares (para n = 2, 4, 6) están ausentes.
A continuación se muestra el procedimiento que sigue el microcontrolador para
generar la señal UPWM, se puede tener con 3, 5 o 7 pulsos, los tiempos para
cada una de las opciones esta calculada la carga del timer, la variable n es el
numero de pulsos por semiciclo. Por medio de un ciclo for se realiza el conteo.

CAPITULO II
45
Figura 2.11: Diagrama de flujo, Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM)
Se pueden generar 3, 5 o 7 pulsos por semiciclo, por omisión está configurado
para generar 3 pulsos con un ancho de 10μs (n = 3). Se realiza una rutina de
conteo para generar n pulsos, Cada opción tiene los tiempos máximos y
mínimos en los cuales el ancho de pulso puede moverse. La función de
desplazamiento lee el valor de retardo y monitorea si éste es modificado.
También registra el momento que se oprima RB0 que es la entrada que hace
que el programa regrese al menú principal (ver código 4).
NONO
Si
Si
Si
SiSi
Si
Asigna un nivel bajo (0) al puerto
RB7 y mantelo en ese estado
durante X tiempo
Si
Inicio
Lee que es lo que
tiene n , que es el
numero de pulsos
Asigna j=0
n=3
While
infinito
For i=0;i<n;i++
Asigna un nivel alto (1) al puerto
RB7 y mantelo en ese estado durante
X tiempo
Espera a que
finalice el conteo
del timer hasta
llegar a cero
Espera a que
finalice el conteo
del timer hasta
llegar a cero
For i=0;i<n;i++
Asigna un nivel alto (1) al puerto
RB6 y mantelo en ese estado durante
X tiempo
Espera a que
finalice el conteo
del timer hasta
llegar a cero
Asigna un nivel bajo (0) al puerto
RB6 y mantelo en ese estado
durante X tiempo
Espera a que
finalice el conteo
del timer hasta
llegar a cero
Oprimido el botón
de salida?
Salir y regresa
al menú principal

CAPITULO II
46
Código 4
void Cto_4()
{
LCD
n = 3;
while(1)
{
Desplazamiento_4(); // Lee el ancho de los pulsos
for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos por semiciclo
{
PORTBbits.RB7 = 1;
WriteTimer0(talto);
{}
PORTBbits.RB7 = 0;
WriteTimer0(tbajo);
while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo
{} // En el ultimo pulso se suma la
//duración
INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los
pulsos en RB6
}
for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos en RB6
{
PORTBbits.RB6 = 1;
WriteTimer0(talto); // Anchura de los pulsos
{}
PORTBbits.RB6 = 0;
WriteTimer0(tbajo);
while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo
{} // En el ultimo pulso se suma la
duración
INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los pulsos en
RB7
}
if(PORTBbits.RB0 == 0)
Menu(); // Regresa al menú cuando se oprime RB0
}
}
2.5.4 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes
(UPWM) obtenidas en la simulación (P-SPICE)
Las figuras 2.12 a 2.14 muestran los diferentes valores para un UPWM con tres
pulsos. La simulación muestra una salida.

CAPITULO II
47
Figura 2.12: Tres pulsos a mínimo ancho de pulso
Figura 2.13: Tres pulsos, 50% ancho de pulso
Figura 2.14: Tres pulsos a máximo ancho de pulso
Las figuras 2.15 a 2.17 muestran los resultados obtenidos en las simulaciones
para un UPWM con los valores más relevantes de ancho de pulso.

CAPITULO II
48
Figura 2.15: Cinco pulsos a mínimo ancho de pulso
Figura 2.16: Cinco, 50% ancho de pulso
Figura 2.17: Cinco pulsos a máximo ancho de pulso
Las figuras 2.18 a 2.20 muestran los resultados obtenidos para un UPWM con
7 pulsos por semiciclo y diferentes anchos de pulso, puede verse que la
frecuencia debe de ser constante (60Hz).

CAPITULO II
49
Figura 2.18: Siete pulsos a mínimo ancho de pulso
Figura 2.19: Siete pulsos, 50% ancho de pulso
Figura 2.20: Siete pulsos a máximo ancho de pulso

CAPITULO II
50
2.5.5 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes
(UPWM) obtenidas en el laboratorio.
Las siguientes fotografías son el resultado de las mediciones realizadas en el
laboratorio con un osciloscopio digital. Se muestran las dos salidas del
generador.
Las figuras 2.21 a 2.23 muestran el generador con 3 pulsos por semiciclo y
valores 3 valores significativos de ancho de pulso.
Figura 2.21: UPWM 3 pulsos, mínimo ancho
Figura 2.22: UPWM 3 pulsos, 50% de ancho

CAPITULO II
51
Figura 2.23: UPWM 3 pulsos, máximo ancho
Las figuras 2.24 a 2.26 muestran el generador UPWM con 5 pulsos. La señal
tiene una frecuencia de 60Hz, pero el osciloscopio muestra la frecuencia de
repetición entre cada pulso del semiciclo.

CAPITULO II
52
Finalmente las figuras 2.27 a 2.29 muestran el UPWM con 7 pulsos y los
valores de ancho de pulso manejados.

CAPITULO II
53

CAPITULO II
54
Además de las tres posiciones de ancho mostradas para los UPWM, el
generador es capaz de ajustar el ancho de pulso a cualquier valor intermedio
entre el mínimo y máximo por medio de dos botones. El LCD despliega tanto el
número de pulsos actual como su ancho.

CAPITULO III
55
CAPITULO III
APLICACIONES
3.1 INTRODUCCION
Los dispositivos semiconductores utilizados en Electrónica de Potencia se
pueden clasificar en tres grandes grupos, de acuerdo con el grado que tienen
de control:
1. Dispositivos no controlados: en este grupo se encuentran los Diodos.
Los estados de conducción o cierre (ON) y bloqueo o abertura (OFF) dependen
del circuito de potencia. Por tanto, estos dispositivos no disponen de ningún
terminal de control externo.
2. Dispositivos semicontrolados: en este grupo se encuentran, dentro de la
familia de los Tiristores, los SCR (“Silicon Controlled Rectifier”) y los TRIAC
(“Triode of Alternating Current”). En éste caso su puesta en conducción (paso
de OFF a ON) se debe a una señal de control externa que se aplica en uno de
los terminales del dispositivo, comúnmente denominado puerta. Por otro lado,
su bloqueo (paso de ON a OFF) lo determina el propio circuito de potencia. Es
decir, se tiene control externo de la puesta en conducción, pero no así del
bloqueo del dispositivo.
3. Dispositivos totalmente controlados: en este grupo encontramos los
transistores bipolares BJT (“Bipolar Junction Transistor”), los transistores de
efecto de campo MOSFET (“Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor”), los transistores bipolares de puerta aislada IGBT (“Insulated Gate
Bipolar Transistor”) y los tiristores GTO (“Gate Turn-Off Thyristor”), entre otros.
Diodos de Potencia
Un diodo de potencia puede soportar tensiones inversas elevadas. Si se supera
el valor de voltaje de ruptura especificado por el fabricante, el diodo puede
llegar a destruirse por excesiva circulación de corriente inversa y en definitiva,
por excesiva disipación de potencia.

CAPITULO III
56
Los diodos de potencia pueden llegar a soportar tensiones de ruptura de
KiloVolts (KV), y pueden conducir corrientes de KiloAmperes (KA).
Evidentemente, el tamaño del diodo condiciona sus características eléctricas,
llegándose a tener diodos con tamaños del orden de varios cm2
.
Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción,
deben ser capaces de soportar una alta intensidad con una pequeña caída de
voltaje. En sentido inverso, deben ser capaces de soportar un fuerte voltaje
negativo de ánodo con una pequeña intensidad de fugas.
3.2 Dispositivos semicontrolados
3.2.1 El SCR.
Un rectificador controlado de silicio (SCR) es un dispositivo de tres terminales
usado para controlar corrientes altas para una carga.
El símbolo esquemático del SCR se presenta en la figura 3.1.
Figura 3.1: Símbolo esquemático y nombres de las terminales de un SCR.
El SCR es un dispositivo unidireccional; deja pasar corriente en un solo sentido
después de que se haya aplicado una señal de control a su puerta. Realiza
pues una rectificación controlada. Sus principales aplicaciones son donde se
requiere la regulación de la corriente alterna, entre ellas, el control de velocidad
de motores, la soldadura eléctrica y la cantidad de iluminación.
3.2.2 El TRIAC
El TRIAC se asemeja a dos SCR conectados en paralelo-inverso. El TRIAC
puede encenderse mediante un pulso de corriente de compuerta y no requiere
voltaje de ruptura para iniciar la conducción. El TRIAC es capaz de conducir
corriente en cualquier dirección cuando se le dispara a encendido
dependiendo de la polaridad de sus terminales ánodo y cátodo.
Así como el SCR, los TRIAC también se usan para controlar potencia promedio
en una carga mediante el método de control de fase.

CAPITULO III
57
3.3 Dispositivos totalmente controlados
3.3.1 El MOSFET
Los MOSFET son transistores controlados por voltaje. Ello de debe al
aislamiento (óxido de Silicio) de la puerta respecto al resto del dispositivo.
Existen dos tipos básicos de MOSFET, los de canal n y los de canal p, si bien
en Electrónica de Potencia los más comunes son los primeros, por presentar
menores pérdidas y mayor velocidad de conmutación, debido a la mayor
movilidad de los electrones con relación a los agujeros.
La familia de controladores de MOSFET proporciona seguridad, fácil uso y
soluciones eficientes para la mayoría de las aplicaciones que demandan
controles de MOSFETs y IGBTs. Estos dispositivos pueden ser usados para el
control de cargas capacitivas, resistivas e inductivas debido a que soportan
picos de corriente altos, tienen tiempos de conmutación rápidos y baja
impedancia. Los niveles de entrada de voltaje TTL o CMOS se pueden usar
para generar los niveles de voltaje necesarios a la salida.
Los controladores de MOSFET son totalmente operativos con niveles de voltaje
de alimentación de hasta 30volts, están disponibles en una gran variedad de
rangos de temperatura, varias configuraciones (simples, dobles, cuádruples) y
con la opción de salida invertida o no invertida. Disponen de circuitos de
protección interna contra descargas electrostáticas y condiciones de bloqueo.
Estos productos son ideales para todas las aplicaciones que utilicen grandes
MOSFETs o IGBTs tales como: fuentes de alimentación conmutadas, control
de motores, amplificadores conmutados clase-D, equipos de test automáticos,
sistemas de automoción, control de transformador de pulsos. También se
pueden utilizar en aplicaciones con transductores piezoeléctricos, cables
coaxiales, relés, solenoides, etc.
3.4 APLICACIÓN Y PRUEBA 1, Control de velocidad de un
motor de CA (Corriente Alterna).
Operación:
Como se mencionó el SCR y el TRIAC son usados para controlar la potencia
que se entrega a una carga (motor).
En la figura 3.2 se muestra la aplicación que se le pueden dar al generador de
pulsos controlando el ángulo de fase así como también se valida el
funcionamiento del mismo. Se utilizo el optoacoplador MOC3011, el cual nos
proporciona un aislamiento para no dañar así al generador debido a que se
esta trabajando con los 120volts de la línea. Este optoacoplador tiene un
TRIAC el cual al ser disparado por la luz del diodo autocontenido, produce el
disparo del TRIAC de potencia 2N6073 tanto en el semiciclo positivo como en
el negativo. Haciendo variar la fase del disparo podemos regular la potencia en
la carga.

CAPITULO III
58
Figura 3.2: Circuito propuesto para controlar la velocidad de un motor de CA.
Debido a la inductancia de dispersión del motor, se genera un sobre pico en las
terminales del TRIAC, ocasionado por esta inductancia que trata de mantener
su corriente para apagarse el TRIAC. Para atenuar este sobre-pico se coloco el
snubber formado por resistencia de 470ohms y el capacitor de 0.1µF (ver
figura 3.2).
Para esto se tomo en cuenta la siguiente ecuación (ecuación 13):
13
Donde:
Vdrm = Voltaje pico repetitivo.
Vd/dt = Aplicación del bloqueo de voltaje por tasa de
conmutación.
Esto valores dependen del dispositivo que se este utilizando y se pueden en
encontrar en las hojas de especificaciones del fabricante del dispositivo.
Vdrm = 400Volts para el 2N7063
Vd/dt = 5V/µs
Proponiendo un capacitor de 0.1µF podemos encontrar la resistencia (ver
ecuación 14).
14
R = 505.6Ω; Se aproximo este resultado a un valor comercial de 470Ω
La figura 3.3 muestra la tensión aplicada a la carga con un ángulo de retardo
de 90°. Durante el ángulo de retraso el TRIAC no conduce, por lo que la carga
no recibe tensión, luego se dispara (conduce) y la parte que falta para
completar el semiciclo positivo es aplicada a la carga. Esto se repite para el
semiciclo negativo. El control de los tiempos de disparo del TRIAC nos permite

CAPITULO III
59
regular la tensión aplicada a la carga observándose con esto que la velocidad
del motor varía.
Figura 3.3. Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90°
La figura 3.4 muestra la tensión aplicada a la carga así como el pulso que
dispara el TRIAC a un ángulo de retraso de 90°. Durante el ángulo de retraso
el TRIAC no conduce, por lo que la carga no recibe tensión, luego se dispara
(conduce) y la parte que falta para completar el semiciclo positivo es aplicada a
la carga. Esto se repite para el semiciclo negativo. El control de los tiempos de
disparo del TRIAC nos permite regular la tensión aplicada a la carga.
Observándose con esto que la velocidad del motor varía.
Figura 3.4: Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90° y pulsos de referencia

CAPITULO III
60
La figura 3.5 muestra la tensión aplicada a la carga únicamente en el semiciclo
positivo con un ángulo de retardo de 90°. Durante el ángulo de retraso el
TRIAC no conduce, por lo que la carga no recibe tensión, luego se dispara
(conduce) y la parte que falta para completar el semiciclo positivo es aplicada a
la carga. Como se observa esta forma de onda es muy semejante a la que
proporciona el SCR a la carga, de esta manera se puede controlar por medio
del generador si se desea que conduzca en el semiciclo negativo o no.
Figura 3.5: Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90° y pulsos de referencia
De manera visual se pudo comprobar que a medida que se aumentaba el
ángulo de retraso al TRIAC el motor iba reduciendo su velocidad llegando a
quedar en alto total a aproximadamente a un ángulo de 135°cuando se tiene el
control en el semiciclo positivo y negativo. Cuando únicamente se tenía el
control del semiciclo positivo llegaba a un alto total a aproximadamente 90° de
retraso.
3.5 APLICACIÓN Y PRUEBA 2, Inversor de CD-CA.
Operación:
Como se había mencionado los MOSFET son dispositivos que pueden ser
usados para el control de cargas, para este caso como un interruptor.
En la figura 3.6 se muestra la aplicación que se le pueden dar al generador de
pulsos en el modo de PWM. En la figura 3.7 se muestra el empleo de un
comparador (LM339) y un transistor los cuales nos proporcionan un aislamiento
y una adecuación para no dañar así al generador. El aislamiento es necesario

CAPITULO III
61
para el control adecuado de la etapa de inversión CD/CA. Esta etapa de
además de acoplar la señal también adecuara el voltaje que generador
proporciona a un voltaje de 12volts para que con este voltaje poder saturar el
MOSFET de potencia IRF510. El transistor BD135 es utilizado como inversor
para invertir la señal y así tener dos señales por salida estas dos señales nos
servirán para controlar los MOSFET.
Figura 3.6: Inversor en puente completo.

CAPITULO III
62
Figura 3.7: Etapa de aislamiento y adecuación de voltaje.
El inversor en puente H completo está formado por 4 interruptores de potencia
totalmente controlados MOSFETs, tal y como se muestra en la figura 3.6.
A diferencia de los transistores bipolares, los transistores MOSFET poseen una
resistencia entre Drenaje y Fuente (RDS) cuando son activados que rondan los
0.1ohms (dependiendo del modelo).
Esto significa que en un ejemplo como el anterior y trabajando con una
corriente de 4ampers estaríamos perdiendo solo 0.4volts por transistor (0.8volts
en total), lo cual representa una notable mejora en el rendimiento del puente.
El voltaje aplicado en la carga (foco) puede ser de aproximadamente + 12, -12,
ó 0, dependiendo del estado de los interruptores, en las figuras 4.8, 4.9 y 4.10
se muestra el voltaje aplicado a la carga (foco).
En éste caso la tensión positiva en la carga (foco) se mantienen M1 y M4
conduciendo (M3 y M2 abiertos). La tensión negativa se obtiene de forma
complementaria (M3 y M2 cerrados y M1 y M4 abiertos) y la tensión nula a la
salida es manteniendo todos los interruptores abiertos durante cierto intervalo.
La conmutación periódica de la tensión de la carga entre + 12, - 12 y 0 genera
en la carga (foco) una tensión con forma de onda cuasi-cuadrada. Aunque esta
salida alterna no es senoidal pura, puede ser una onda de alterna adecuada
para algunas aplicaciones. De manera visual se pudo observar que a medida
que se aumentaba el ancho de pulso de control, el foco iba aumentando su
intensidad luminosa.
Figura 3.8: Formas de onda de tensión en la carga (foco) del inversor en puente completo
controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada), ancho del pulso
de control al 15%.

CAPITULO III
63
controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada) ancho del pulso de
control al 50%.
controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada) ancho del pulso de
control al 90%.

CAPITULO IV
64
CAPITULO IV
COSTOS
Costos de construcción del generador
A continuación se presenta el costo total de los materiales empleados en la
construcción del generador.
Costo de los Materiales Empleados
DESCRIPCION CANTIDAD UNIDAD
PRECIO
UNITARIO TOTAL
microcontrolador PIC 18F452 1 pieza $21.73 $22.73
comparador LM339 1 pieza $3.48 $3.48
Pantalla de LCD 4X40 1 pieza $416.00 $416.00
Resistencias(diferentes valores) a 1/2 watt 20 piezas $0.44 $8.70
Capacitores 2 piezas $4.35 $8.70
Pushboton 4 piezas $6.96 $27.83
transformador 1 pieza $80.00 $80.00
Diodos 3 piezas $4.35 $13.04
clavija 1 pieza $5.00 $5.00
tablilla de cobre 1 cara 1 pieza $90.43 $90.43
Gabinete 1 pieza $100.00 $100.00
Base de 28 pines 1 pieza $3.20 $3.20
SUBTOTAL $779.11
IVA15% $116.87
TOTAL $895.97

CAPITULO V
65
CAPITULO V
CONCLUSIONES
6.1 Conclusiones
Se ha conseguido diseñar y construir un sistema generador de señales capaz
de proporcionar cuatro diferentes tipos de pulsos. Las señales proporcionadas
pueden ser usadas para controlar dispositivos utilizados en la materia de
electrónica de potencia, siendo de gran ayuda en dicho curso. Con lo anterior el
objetivo general del proyecto queda cubierto.
Pensando en las nuevas generaciones de alumnos, el presente proyecto tiene
como finalidad ayudar a que el aprendizaje sea ampliado. La literatura
relacionada con la materia de electrónica de potencia hace mención de las
señales que se necesitan para controlar los dispositivos, pero no se explica
como generarlas. En la experiencia que se tuvo al cursar dicha materia se
perdió mucho tiempo en el diseño y construcción de los circuitos. Con en el
presente proyecto el alumno podrá dedicarse a ver el funcionamiento de los
dispositivos y enfocarse en las aplicaciones.
Este trabajo nos permitió aprender más acerca del uso, ventajas y desventajas
de usar un microcontrolador en lugar de usar componentes analógicos, El
programa se fue mejorando poco a poco hasta optimizarlo.
Algunos problemas que se encontraron fueron, en una primera instancia con el
subsistema analógico en el bloque del detector de cruce por cero ya que no
habíamos encontrado un circuito lo suficientemente exacto con el cruce por
cero, la mayoría de los circuitos que consultamos tenían errores es decir, que
los pulsos que generaban lo hacían después de cierto tiempo de haber
cruzado por cero además de que no eran simétricos. Otro problema que
encontramos fue en el momento de realizar las primeras pruebas de la
generación de las dos primeras señales ya que el PIC en algunas ocasiones no
detectaba la señal proveniente del detector de cruce por cero y esto se debió a
que no habíamos configurado el PIC para que detectara tanto flancos de
subida como flancos bajada.
Se realizaron pruebas para verificar el funcionamiento, las señales generadas
pueden usarse en otras aplicaciones de acuerdo a las necesidades del usuario.

CAPITULO V
66
El manejo del generador se realizo con pocos botones, haciéndolo muy fácil de
utilizar, además de incorporar un LCD que despliega la información de cada
señal.
Dos de los primeros pulsos están sincronizados con la línea y tienen una
duración en alto de 10μs en cada semiciclo, tiempo suficiente para activar la
compuerta del TRIC y del SCR. Los otros dos son pulsos modulados por
anchura PWM y UPWM, y oscilan a una frecuencia de 60Hz, que es la
frecuencia de línea, lo cual permite realizar aplicaciones para manejar aparatos
de corriente alterna. También fue necesario diseñar una fuente de alimentación
que se adecuara a las necesidades de dicho sistema ya que se tenían que
cumplir características específicas para que el sistema funcionara
correctamente.

APENDICE A
67
APENDICE A
DISEÑO DE LA FUENTE
DE ALIMENTACIÓN
Elección de la fuente de alimentación
La fuente de alimentación es un elemento importante para el generador ya que
es el que va a alimentar el sistema es por eso que en este apéndice se
muestra como se construyo dicha fuente desde el diseño del transformador
hasta la fuente misma.
Elección del transformador
A fin de cumplir con las necesidades de alimentación del sistema se decidió
diseñar un transformador eléctrico monofásico de dos bobinados secundarios
independientes entre si, los cuales cumplirán con las características especificas
para la alimentación de cada subsistema (microcontrolador y detector). La
elección del voltaje se hizo teniendo en cuenta que el PIC18F452
(microcontrolador utilizado en el bloque digital) se alimenta entre 4.2Vdc –
5.5Vdc además consume una corriente de 300mA. La etapa de potencia se
alimenta con 5Vdc y consume una corriente de 1A. El detector de cruce por
cero se alimenta con 5Vdc y consume una corriente de 100mA.
Diseño del Transformador
El primario constara de una tensión de entrada de 120volts. En el secundario
tenemos la necesidad de dos bobinados, uno de ellos con 9VCA y 1A,
mientras que el segundo de 3VCA y 1A.

APENDICE A
68
Figura A.1: Imagen del transformador a construir
Determinación De La Potencia Eléctrica Necesaria
Como se menciono tenemos la necesidad de calcular, diseñar y construir un
transformador cuyo esquema eléctrico es el que se muestra en la figura
anterior (Figura A.1). El cálculo debe partir del conocimiento de la potencia total
que tiene que entregar el transformador. Para ello se trabaja desde el
secundario hacia el primario.
La potencia del secundario, viene dada por la suma de las potencias que debe
entregar cada arrollamiento.
sec sec1 sec2 sec3 secnW W W W W Watts
En donde:
Watts
Watts
n1,2,3,...,isecundariocadadeeficazPotenciaW
secundariodeleficaztotaleléctricaPotenciaW
seci
sec
Directamente del esquema, relevamos los siguientes datos:
Aplicando la formula tenemos:
sec sec1 sec2 sec1 sec1 sec2 sec2W W W V I V I (9 1 ) (3 1 ) 12V A V A Watts
1er. secundario Vsec1 = 9 Voltios Isec1 = 1 Amperes
2do. secundario Vsec2 = 3 Voltios Isec2 = 1 Amperes

APENDICE A
69
Potencia del PRIMARIO y TOTAL
Debido esencialmente a las pérdidas en el hierro, experimentalmente se sabe
que la potencia del primario (igual a la potencia total) es aproximadamente
superior a la del secundario en un 20%. Por ello se tiene la siguiente fórmula:
Wattssecpri W2.1W
priW 1.2 12 14.4 Watts
El valor del 20% aplicado, corresponde al valor más frecuente de pérdidas en el
hierro.
Si deseamos redondear este valor calculado, escribimos el valor que queremos
adoptar para la sección del núcleo de hierro. Este será el valor con que se
continuará el cálculo, ya que se trata de una aproximación a las necesidades
reales por exceso.
rW 37 Watts
Especificaciones eléctricas de partida
Cálculo de la sección del núcleo de hierro
Experimentalmente se sabe que la sección del núcleo de hierro, puede variar
entre amplios límites, resultando de ello mayor o menor rendimiento (entre 94 y
99%) o mayor o menor costo (menor costo para rendimientos menores). En el
caso que nos ocupa, aplicaremos fórmulas empíricas resultado de
observaciones atendiendo a un máximo rendimiento basado en dos aspectos:
A) Pérdidas en el primario igualadas a las pérdidas en el secundario y B)
Pérdidas totales en el hierro igualadas a las pérdidas totales en el cobre.
DATO VALOR UNIDAD ACLARACIÓN COMENTARIO
Wr = 37 Watts Potencia eficaz
Dato. Potencia real que se quiere
obtener del transformador
F = 60 Hz Frecuencia de trabajo Dato. De la línea de alimentación
Vpri = 120 Volts Segunda tensión primaria
Dato. Tensión nominal de
alimentación alternativa
Vsec1 = 9 Volts Primera tensión secundaria Dato. Primera tensión secundaria
Vsec2 = 3 Volts Segunda tensión secundaria Dato. Segunda tensión secundaria.
Isec1 = 1 Ampers
Primera corriente
secundaria
Datos. Corrientes secundarias.
Isec2 = 1 Ampers
Segunda corriente
secundaria

APENDICE A
70
Notas Óptimo Unidad
Criterios de cálculo
Obedece a una determinada relación óptima entre el peso de
hierro y el peso del cobre.
[cm
2
]
Flujo máximo 10000
Corresponde a un hierro común en servicio
intermitente, (Tabla A.1).
Gauss
Densidad admisible 2
Para enfriamiento al aire, con una exigencia que
podemos definir como óptima (Tabla A.2).
A/mm
2
Cálculo de la Sección
del núcleo de hierro
[cm
2
]
Cálculos 6.32139 cm
2
Redondeos 6 cm
2
Tipo servicio
50 a 60 Hz
Flujo de inducción máximo [Gauss]
Hierro común Hierro calidad
Intermitente 10000 13000
Continúo 13000 15000
Se explica que las cifras para servicio intermitente sean menores porque se
trata de reducir las pérdidas en el hierro para aumentar las de cobre. Para
frecuencias menores (25 Hz) los valores se refuerzan en un 10%.
Tratado de Electricidad, Tomo II, 7ma. Edición, Pág. 294, Francisco L. Singer
Tabla A.1: Flujo de inducción máximo.
Tipo trafo
Densidad de corriente [A/mm2]
Normal Admisible
Bobinado a aire 1 2
Baño de aceite 1.5 2.5
Baño de agua 2.5 3
Aceite forzado 2.5 3.5
Mejor 3.5 4
Tratado de Electricidad, Pág. 211, ???
Tabla A.2: Densidad de corriente
Los valores de B, D y Sh que adoptaremos para los cálculos próximos son
B = 10000 Gauss D = 2 A/mm2
Sh = 6 cm2

APENDICE A
71
Con las siguientes referencias:
Variable Valor Unidad Detalle Tablas vinculadas
Sh = 6 cm
2 Sección del núcleo de
hierro
Sección que aparecerá en las próximas
fórmulas
W = 37 Watts
Potencia eléctrica total
con pérdidas
Potencia del PRIMARIO y TOTAL
D = 2 A/mm
2 Densidad de corriente
admisible inicial
Densidad de corriente admisible
B = 11000 Gauss Flujo máximo de inducción Flujo máximo de inducción
f = 60 Hz Frecuencia de cálculo Frecuencia de 60Hz para nuestro país.
α = 3 W/Kg
Pérdidas en el hierro
supuestas
Pérdidas en el Hierro (Tabla A.3)
Tabla A.3: Perdidas en el Hierro
Determinación del Número de Chapa
A partir de las fórmulas geométricas determinadas en la presentación,
calculamos las dimensiones que nos permitirán elegir el tipo de chapa. Por
ejemplo para una sección cuadrada:
Sabemos que: haSh y para una sección cuadrada es:
a Sh 24.4949mm . Con este valor de a vamos a la Tabla de Chapas (Tabla
A.4) y seleccionamos la Chapa: Chapa Número: 111
Chapa Tipo Silicio [%]
Espesor
[mm]
Pérdidas en
el hierro
[W/Kg]
Aplicaciones
I 0,5 a 0,8 0,5 a 1 3,6 a 8
Para uso intermitente de máquinas
y transformadores eléctricos.
II 0,8 a 1,2 0.5 3
Para uso intermitente de
transformadores eléctricos.
III 2,4 a 3,0 0.5 2
Para uso normal, servicio permanente
de transformadores eléctricos.
IV 3,5 a 4,5 0,35 a 0,5 1 a 1,7
Uso normal, servicio permanente de
grandes transformadores.
Valor de las pérdidas (alfa) en el hierro a 10000 Gauss y
60 Hz.
Máquinas Eléctricas, Pág. 331, Wagner

APENDICE A
72
Tabla A.4: Tabla de número de chapas y sus dimensiones
Si observamos la tabla de chapas normalizadas, vemos que para esta Chapa,
se tiene un ancho para la sección central de valor a. Extraemos este valor (que
será el real en lo sucesivo) y calcularemos la altura de apilamiento de chapas
hr, para cumplir con el área Sh de cálculo.
La nueva altura de apilado (h), es calculada aquí considerando el nuevo ancho
(a), justamente el correspondiente a la chapa adoptada.
Determinación del Número de Carrete
Para una fabricación en serie, nada mejor que aplicar para los arrollamientos,
los carretes plásticos de tamaño normalizado. Alternativamente pueden
construirse con cartón prespan de calidad, tal como se muestran en los dibujos
de los detalles constructivos. Para el caso en que nos decidamos a usar los
primeros, será altamente conveniente obtener una Tabla de Carretes (Tabla
A.5) correspondientes a los que vende algún proveedor local, con el objeto de
poder comprarle al final del cálculo. Y no hay que olvidar consultarle su
disponibilidad de stock.
Chapa
Adoptada
Ancho real
de la
rama
central
del núcleo
Ancho real
de la
ventana de
conductores
Alto real
de la ventana
de
conductores
Ancho real
de la
rama superior
e inferior
del núcleo
Altura de apilamiento
para cumplir
con la sección
Sh reclamada,
mediante cálculos
previos,
para el núcleo
a [mm] br [mm] cr [mm] dr [mm] h = Sh / a [mm]
111 25.4 12.7 33.1 12.7 23.622

APENDICE A
73
Con el a de la chapa entramos a la Tabla de Carretes (Tabla A.5) y
seleccionamos el carrete: Carrete Número: 111
Tabla A.5: Tabla de carretes

APENDICE A
74
máx
rmáx SB
De aquí obtenemos los siguientes valores que son:
Carrete
Adoptado
Ancho del carrete
(aloja rama central)
Altura real de apilado
(según carrete
adoptado)
Detalle
constructivo
Sección real resultante
calculada al aplicar
el carrete adoptado
ar [mm] hr [mm]
indicar al
proveedor
Sr = (ar)(hr) [cm
2
]
111 26 26 0 6.76
Determinación de Número de Espiras por Voltio
El fundamento teórico de todo transformador, implica el conocimiento que
gobierna al concatenamiento (o encadenamiento) del circuito eléctrico con el
circuito magnético. Dicha dependencia viene dada por la ley de inducción a
través de lo que se conoce como la Ley de Transformación, expresada por la
siguiente fórmula:
8
máx 10
2
2
fNE
En donde:
E = Fuerza electromotriz de inducción Volts
N = Número de vueltas de un enrollamiento Espiras
= Flujo magnético máximo del hierro empleado Maxwell
f = Frecuencia de la energía de alimentación Hz
A partir de esta expresión y sabiendo que , y cuando B esta en
Gauss y Sr en cm2
, la formula nos queda:
7
10
2
2
fSBNE
de donde deducimos
7
ev
r
2 10
N
2π B S f
N
E
[espiras/volts]
Numero de espiras por volt Nev = 4.97902 espiras/volts
Si se agrupa las constantes numéricas y origina esta otra expresión, más
cómoda y levemente corregida en forma experimental. Nos puede servir para
comprar y controlar el otro valor calculado.

APENDICE A
75
fSB
10225
N
r
5
ev [espiras/volts] N´ev = 5.04303 espiras/volts
Esto indica que será necesario bobinar aproximadamente Nev vueltas de
alambre, por cada voltio que se desarrolle, tanto en el primario como en el
secundario. A estos valores calculados no es recomendable redondearlos, para
no perder precisión en la cadena de evaluaciones posteriores. Además es
necesario aclarar que los valores (originados en los datos) involucrados en las
fórmulas aplicadas, son los que vienen siendo utilizados desde el principio. La
expresión simplificada puede ser aplicada a un cálculo más rápido e intuitivo.
Para tener más precisión usaremos el primer valor.
Determinación de Número de Espiras del PRIMARIO y del SECUNDARIO
El valor de Nev multiplicado por cada una de las tensiones del arrollamiento
nos dará el número de espiras totales de cada uno de ellos.
El número de espiras Nx, para el bobinado x responde a la expresión:
VxNevNx [Espiras]
donde:
Vx = Tensión total en ése bobinado.
Primario VpNevNp 597.4824 espiras
Secundario
11 VsNevNs 44.81118 espiras
22 VsNevNs 14.93706 espiras
Si el transformador fuese una máquina ideal, la resistencia interna de sus
conductores sería nula, y las fórmulas anteriores estarían correctas. Este no es
el caso. Hay que compensar esta pérdida resistiva afectando a los valores
anteriores con un coeficiente kc que se obtiene de la tabla vinculada.
Si el transformador fuese una máquina ideal, la resistencia interna de sus
conductores sería nula, y las fórmulas anteriores estarían correctas. Este no es
el caso. Hay que compensar esta pérdida resistiva afectando a los valores
anteriores con un coeficiente kc que se obtiene de la tabla vinculada.

APENDICE A
76
Entramos a la Tabla de Pérdidas en el Cobre (Tabla A.6) y vemos que para
nuestra potencia secundaria de 12 Watts, la constante Kc leída vale: Kc=1.25
Potencia en el Secundario [VA] Factor de pérdidas en el cobre [adim]
7 1.3
10 1.25
15 1.2
68 1.1
75 1.09
100 1.08
120 1.07
180 1.06
250 1.05
700 1.03
1000 1.025
Revista Electro Gremio, Diciembre de 1990, Pág. 15
Tabla A.6: Perdidas en el cobre
Luego los números de espiras reales de los enrollamientos secundarios son:
Cálculo de la Sección y Diámetro de los conductores
El conocimiento del diámetro de cada conductor, nos permitirá solicitarlo por
sus diámetros a nuestro proveedor local. Para conocer el diámetro del
conductor, es necesario determinar primero sus sección (área circular
transversal recta). Mediante la fórmula del área del círculo podemos,
conociendo su sección, calcular el diámetro.
La sección del conductor -a su vez- depende de la corriente que habrá de
transportar, o mejor dicho su densidad de corriente. Un valor excesivo de ésta,
provocará el calentamiento del conductor (subdimensinamiento) y un valor bajo
nos afectará la economía (sobredimensionamiento), así es que debemos
buscar un equilibrio entre estos dos extremos. Los valores típicos para la
densidad de corriente (identificada aquí con la variable D), oscila entre 1 y 3
amperes por milímetro cuadrado (A/mm2). En cálculos previos habíamos
supuesto un valor:
Primario lc1r NpkNp 746.853 espiras
Secundario 1c1r NskNs 56.013975 espiras
2c2r NskNs 18.671325 espiras

APENDICE A
77
D = 2 y adoptamos Dr = 1.5 A/mm2
Los valores de D resultan inferiores para arrollamientos dispuestos en varias
capas, que para los de una sola capa y con buena refrigeración. En otro
sentido, esta selección se inclina por los valores más bajos, cuando se trata de
un servicio permanente del transformador. Una vez ejecutado el bobinado en
base a estos valores de referencia, debe comprobarse si se cumplen las
condiciones requeridas, por medio de un ensayo a plena carga (ver cuando
calienta). La temperatura alcanzada por los arrollamientos -entonces-, no debe
sobrepasar a la que se supone en los cálculos, o las permitidas (o admisibles).
En cualquier caso, siempre será conveniente orientarse mejor consultando la
tabla: Tabla de Densidades de Corriente Admisibles (Tabla A.2).
Aplicaremos estas fórmulas genéricas para el cálculo de las secciones y los
diámetros en el cobre:
Ampers
V
W
I
x
x
x
2
mm
D
I
S x
cx mm
Scx
cx 2
Variable Unidad Detalle
Wx = Watts Potencia en los arrollamientos primarios
Vx = Voltios Tensión en los arrollamientos primarios
Con estas formulas calculamos:
x = ?
subíndice AmpersIx
2
mmScx mmcx
subdivisión
de los
bobinados
Corrientes calculadas en el
primario. Las corrientes en el
secundario son datos
Sección del conductor
en el arrollamiento x
Diámetro del conductor
en el arrollamiento x
p
(primario)
1
1Ip 0.308333 1Scp 0.205555 1cp 0.51
s
(secundario)
1 1Is 1 1Scs 0.666666 1cs 0.92
2 2Is 1 2Scs 0.666666 2cs 0.92
Con estos valores obtenidos, observamos en la Tabla de Conductores (Tabla
A.7.a y A.7.b)

APENDICE A
78
Tabla A.7.a: Conductores

APENDICE A
79
Tabla A.7.b: Conductores

APENDICE A
80
De dichas tablas obtenemos los siguientes valores que son los que vamos a
utilizar:
Diseño de la fuente
Diseño del filtro de entrada a capacitor
Las curvas mostradas en las figuras A.8 a la A.11 proporcionan toda la
información requerida para el diseño de circuitos rectificadores de media onda
y de onda completa.
Estas curvas son para la impedancia de rectificadores con tubos de vació, se
deben de sustituir los valores equivalentes para diodos semiconductores. Sin
embargo, la caída de voltaje del rectificador frecuentemente asume más
importancia que la resistencia dinámica en aplicaciones de bajo voltaje, la
resistencia dinámica generalmente puede ser despreciada cuando se compara
con la suma de la resistencia del secundario del transformador más la
resistencia reflejada del primario.
La caída de voltaje puede ser de considerable importancia, sin embargo, ya
que esta es de alrededor de 1V, la cual claramente no se puede ignorar en
fuentes de 12V o menos.
Con lectura automática
de la tabla [mm]
Peso
[g/Km]
Longitud
[m/Kg]
Resistencia
[ohm/m]
1cp 0.5 1745.5474 57.2886 0.08780769
1cs 0.92 5655.5736 17.6817 0.02710114
2cs 0.92 5655.5736 17.6817 0.02710114

APENDICE A
81
Figura A.8: Relación de voltaje pico aplicado con el voltaje de salida en circuitos de media
onda con filtro capacitivo
Figura A.9. Relación de voltaje pico aplicado con el voltaje de salida en circuitos
de onda completa con filtro capacitivo

APENDICE A
82
Figura A.10: Relación de corriente RMS y pico a promedio en un diodo en circuitos
de entrada a capacito
Figura A.11: Voltaje de rizo RMS para circuitos de entrada a capacitor

APENDICE A
83
Volviendo a las figuras anteriores consideraremos el circuito de onda completa.
La figura A.9, muestra que un circuito debe operar con ωCRL ≥ 10 a fin de
mantener la reducción de voltaje menor a 10% y ωCRL ≥ 40 para obtener una
reducción menor a 2.0%. Sin embargo, se vera que estas figuras de reducción
de voltaje requieren que RS/RL, donde RS es la resistencia serie total, sea de
alrededor de 0.1% el cual, si es alcanzable, provoca relaciones de corriente
repetitivas pico a promedio de 10 a 17 respectivamente, como se puede ver en
la figura A.10. Estas relaciones se pueden satisfacer por muchos diodos; sin
embargo, estos no pueden ser capaces de tolerar corrientes transitorias de
encendido generadas cuando el capacitor de filtro es descargado y el primario
del transformador es energizado con el pico de la forma de onda de entrada. El
rectificador es entonces requerido para pasar una corriente transitoria
determinada por el voltaje pico del secundario menos la caída de voltaje del
rectificador y limitada solo por la resistencia serie RS. A fin de controlar esta
corriente transitoria de encendido, se debe de proveer una resistencia adicional
en serie con cada rectificador. Se hace evidente, entonces, que se debe de
hacer un compromiso entre la reducción de voltaje y la denominación de
transitorios del diodo por una parte y la capacidad de transporte de corriente
por el otro lado. Si se requiere una disminución pequeña de voltaje, lo cual es
una buena regulación de voltaje, entonces es necesario un diodo mucho más
grande que el demandado por la corriente promedio especificada.
Corriente transitoria
El capacitor de filtro permite desarrollar una corriente transitoria grande, debido
a que la fuga de inductancia en la reactancia del transformador es muy
pequeña. La corriente transitoria instantánea máxima es aproximadamente
VM/RS y el capacitor se carga con una constante de tiempo = RSC1. Como
una aproximación checar, que la corriente transitoria no dañara al diodo si
VM/RS es menor que la corriente especificada para el diodo IFSM y si es
menor que 8.3 ms. Es prudente que RS sea tan grande como sea posible y no
perseguir una regulación de voltaje estricta; por lo tanto no solo se reducirán
los transitorios sino que las especificaciones para el transformador y el
rectificador serán más cercanas a los requerimientos para la fuente de CD.
Procedimiento de diseño
A) Del circuito regulador, conocemos:
- VC(DC) = voltaje de CD de salida promedio a plena carga del filtro.
- Vripple(pp) = voltaje de rizo pico a pico máximo sin carga.
- Vm = voltaje máximo de salida sin carga.
- IO = corriente de salida a plena carga del filtro.
- f = frecuencia de la línea de CA.

APENDICE A
84
B) De la figura A.11, podemos determinar un rango de valores
mínimos del capacitor para obtener una atenuación de ripple suficiente.
Primero determinamos rf.
100
22 )(
)(
X
V
V
r
CDC
ppripple
f
Podemos encontrar un rango para ωCRL en la figura A.11.
C) A continuación, determinamos el rango de RS/RL de la figura A.8 o
A.9 usando VC(CD) y los valores para ωCRL encontrados en la parte B). Si el
rango de valores de ωCRL determinados inicialmente de la figura A.11 son
arriba de ≈10, RS/RL se puede encontrar en las figuras A.8 o A.9 usando el
valor más pequeño de ωCRL. De lo contrario, pueden ser necesarias algunas
iteraciones de las figuras A.8, A.9 y B.11 antes de que se pueda encontrar una
solución exacta para RS/RL y ωCRL para una valor dado de rf y VC(DC)/Vm.
D) Una vez que se encuentra ωCRL, se puede determinar el valor del
capacitor de filtro (C) de:
)(2
)(
o
CDC
L
I
V
CR
C
E) Ahora se pueden determinar los requerimientos del rectificador:
1. Corriente promedio por diodo:
IF(avg) = IO para rectificación de media onda
IF(avg) = IO/2 para rectificación de onda completa
2. Las especificaciones de corriente repetitiva del rectificador RMS y pico se
pueden determinar de la figura A.10.
3. La especificación PIV del rectificador es 2Vm para los circuitos de media
onda y onda completa, Vm para el circuito tipo puente. Se debe de tener un
margen de seguridad de 20% a 50% debido a los transitorios de la línea de CA.
4. Corriente transitoria máxima, Isurge = Vm/(RS + ESR) donde, ESR =
resistencia serie equivalente mínima del capacitor de filtro
F) Especificaciones del transformador
1. Voltaje RMS en el secundario, VS = {Vm + (n)1.0} / √2
donde; n = 1 para media onda y onda completa
n = 2 para el puente de onda completa

APENDICE A
85
2. Resistencia total del secundario y cualquier resistencia externa igual a Rs.
3. Corriente RMS del secundario; media onda = Irms
onda completa = Irms (Ecuación A.6)
puente = Irms √2
donde, Irms = Corriente rms en el rectificador.
4. Denominación VA del transformador; media onda = VSIrms
onda completa = 2VSIrms
puente = VsIrms(√2) (Ecuación A.7)
donde, Irms = corriente rms en el rectificador.
VS = voltaje en le secundario del transformador
Para la fuente de alimentación que se va a diseñar se va a utilizar una
configuración tipo puente con los siguientes parámetros:
A) Especificaciones de la fuente de alimentación:
VC(DC) = 6V
Vripple(pp = 0.5V
Vm = 9V
IO = 0.5A
f = 60Hz
B) Usando la ecuación
%21.7%100
)5(22
5.0
%100
22 )(
)(
XX
V
V
r
CDC
ppripple
f
De la figura A.11, ωCRL ≈ 5 a 11
B) Usando ωCRL = 7, RS/RL se encuentra de la figura A.9 usando,
%55.555555.0
9
5)(
m
CDC
V
V
%35
l
s
R
R
o
75.135.0)35.0(
)(
O
CDC
Ls
I
V
RR

APENDICE A
86
D) De la ecuación podemos encontrar el valor del capacitor de filtro:
3713
)5)(60(2
7
2
)(
o
CDC
L
I
V
f
CR
C
E) Ahora podemos conocer las especificaciones del rectificador:
1. IF(avg) = IO/2= .5A.
2. IF(rms) = 1.7(IF(avg)) = 0.85A, usando la figura A.10.
3. IF(Peak) = 4 IF(avg) = 2A, usando la figura A.10.
4. PIV = Vm = 9 V
5. Isurge = Vm/(RS +ESR) ≈ 9/1.75 ≈ 5.1428A, de A.11, despreciando ESR.
F) El transformador deberá de tener las siguientes características:
1. VS = {Vm + (n)1.0}/√2 = (9 + 1)/ √2 =7.0710VRMS.
2. La resistencia del secundario deberá de ser 1.75Ω.
3. La corriente del secundario deberá de ser 0.85A.
4. De la ecuación 7 el transformador deberá ser de 8.4999VA.
Ahora que ya tenemos la fuente de alimentación básica solo necesitamos
colocar los reguladores de voltaje para obtener los valores que necesitamos.
Los valores de voltaje y la corriente que se requiere se muestran a
continuación:
El transformador debe de tener un voltaje en el secundario de 9Vrms entregar
una corriente en el secundario de 1A. El puente rectificador es de 1A. El
capacitor de filtro que se calculo tiene un valor de 3713μF, pero se usara un
capacito de 4700μF para tener un mejor filtrado. El regulador de voltaje
utilizado es de la serie 78XX, en particular 7805, el cual pueden entregar una
corriente de salida máxima de 1A. En la figura A.12 se muestra el circuito final
de la fuente de alimentación.
Figura A.12: Circuito final de la fuente de alimentación

APENDICE B
87
APENDICE B
PROGRAMA FINAL
Este es el código final, es decir este código contiene las cuatro partes de los
códigos que se vieron en los capítulos 2 y 3 (Pulsos controlados por ángulo de
fase, Circuito cerrar – abrir, Modulación por ancho de pulso (PWM) y
Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM), dichos códigos se anexaron
en un menú el cual sirve para que el usuario pueda interactuar con el
generador usando unos botones que le permitirán elegir el tipo de pulso con el
que se quiera trabajar (ver imagen B.1).
Imagen B.1: Vista frontal del generador
// Bibliotecas utilizadas
#include <p18f452.h> // Registros del PIC a utilizar
#include <delays.h> // Rutinas de retardo
#include <timers.h> // Rutinas del temporizador
#include <LCD40X4.h> // Comandos del LCD a utilizar
#pragma config OSC=XT // Tipo de oscilador a cristal
#pragma config LVP=OFF // Programación a bajo voltaje deshabilitado
#pragma config WDT=OFF // WDT deshabilitado
void Configura_Timer0(void); // Prototipos de funciones
void BCD_ASCCII(unsigned long int);
void Despliega_Valores1(void);

APENDICE B
88
void Desplazamiento_1(void);
void Pantalla_Seleccion(void);
void Menu(void);
void Pantalla_Cto1(void);
void Cto_1(void);
void Cto_2(void);
void Cto_3(void);
void Cto_4(void);
unsigned long int tbajo, talto, retardo, resultado, grados;
static unsigned char u1, d1, c1, m1,
u2, d2, c2, m2;
int Pulso_Bajo, temp, opcion;
int i, j, m, n;
rom char
Cto1[14] = {'A','N','G','U','L','O',' ','D','E',' ', 'F','A','S','E'},
Cto2[12] = {'C','E','R','R','A','R','-','A','B','R','I','R'},
Cto3[11] = {'C','O','N','T','R','O','L',' ','P','W','M'},
Cto4[12] = {'C','O','N','T','R','O','L',' ','U','P','W','M'},
Op[17] = {'S','E','L','E','C','C','I','O','N','E',' ','O','P','C','I','O','N'},
Arriba[16] = {'M','O','V','E','R',' ','A','R','R','I','B','A',' ',' ',' ','>'},
Abajo[16] = {'M','O','V','E','R',' ','A','B','A','J','O',' ',' ',' ',' ','>'},
Selec[16] = {'S','E','L','E','C','C','I','O','N','A','R',' ',' ',' ',' ','>'},
Ret_ms[15] = {'R','E','T','A','R','D','O',' ',' ','0','.','0',' ','m','s'},
Ret_g[14] = {'R','E','T','A','R','D','O',' ',' ','0','.','0',' ',0xDF},
Ciclo[18] = {'P','U','L','S','O','S',' ','P','O','R',' ','C','I','C','L','O',' ','1'},
Regresar[13] = {'R','E','G','R','E','S','A','R',' ',' ', ' ',' ','>'},
Izquierda[17] = {'M','O','V','E','R',' ','I','Z','Q','U','I','E','R','D','A',' ','>'},
Derecha[16] = {'M','O','V','E','R',' ','D','E','R','E','C','H','A',' ',' ','>'},
N_Pulsos[13] = {'1','/','2',' ','P','U','L','S','O','S',' ',' ','>'},
Pulsosm[20] = {'C','I','C','L','O','S',' ','C','O','N',' ','P','U','L','S','O',' ','m','=','1'},
Pulsosn[20] = {'C','I','C','L','O','S',' ','S','I','N',' ','P','U','L','S','O',' ','N','=','7'},
Aumentar[15] = {'A','U','M','E','N','T','A','R',' ','m',' ',' ',' ',' ','>'},
Disminuir[15] = {'D','I','S','M','I','N','U','I','R',' ','m',' ',' ',' ','>'},
Ancho[14] = {'A','N','C','H','O',' ','D','E',' ','P','U','L','S','O'},
A_Ancho[16] = {'A','U','M','E','N','T','A','R',' ','A','N','C','H','O',' ','>'},
D_Ancho[17] = {'D','I','S','M','I','N','U','I','R',' ','A','N','C','H','O',' ','>'},
Pulsos[18] = {'P','U','L','S','O','S',' ','S','E','M','I','C','I','C','L','O',' ','3' },
Cambiar[20] = {'C','A','M','B','I','A','R',' ','P','U','L','S','O','S',' ','3','/','5','/','7'},
ms[6] = {'0','.','0',' ','m','s'},
grad[4] = {'0','.','0',' '};
void main(void)

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