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Universidad Cat´olica
“Nuestra Se˜nora de la Asunci´on”
Sede Regional Asunci´on
Facultad de Ciencias y Tecnolog´ıa
Departamento de Ingenier´ıa
Electr´onica e Inform´atica
Carrera de Ingenier´ıa Electr´onica
Tecnolog´ıas Electr´onicas
Ing. Fernando Brunetti Ph.D
Ing. Jean Guevara.
SAMA 1.0
Cabrera, Freddy <mastercientixz@hotmail.com>
Machuca, Javier <javier machuk@hotmail.com >
Ram´ırez, Pedro <pedroramirez22@gmail.com>
Saldivar, Carlos <cjsaldivar@hotmail.com>
Sexto Semestre
28 de enero de 2011
2
Cap´ıtulo 1
Introducci´on
SAMA 1.0(Sistema Avanzado de Monitoreo de Asado versi´on 1.0) es un
proyecto llevado a cabo por estudiantes de la carrera de Ingenier´ıa Electr´onica
de la Universidad Cat´olica Nuestra Se˜nora de la Asunci´on”, el mismo consiste
en la automatizaci´on de una parrilla para asar carne, atendiendo una necesidad
de la amplia mayor´ıa de nuestra sociedad.
3
4 CAP´ITULO 1. INTRODUCCI ´ON
´Indice general
1. Introducci´on 3
2. Sensores y L´ogica de Control 7
2.1. Planteamiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
2.2. Mediciones previas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.3. Sensor-Termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.3.1. Efecto Seebeck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.3.2. Efectos Peltier y Thompson . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.3.3. Consideraciones Pr´acticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3.5. Compensaci´on de la uni´on fr´ıa. . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.4. Circuito de acondicionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.1. Aproximaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.2. Compensaci´on del termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.4.3. Amplificaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2.4.4. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
2.5. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
2.5.1. Variaci´on de la temperartura de cocci´on . . . . . . . . . . 27
2.5.2. L´ogica de accionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
3. Accionamiento. 35
3.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.2. Control Digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.3. Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.3.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.3.2. Negador con Enable. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
3.3.3. Nuestro propio Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
3.4. Circuito Astable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
3.4.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
3.4.2. An´alisis de cada estado semiestable. . . . . . . . . . . . . 47
3.4.3. C´alculo de la frecuencia y periodo de cada estado. . . . . 48
3.4.4. Implementaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
3.5. Puente H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
5
6 ´INDICE GENERAL
3.5.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
3.5.2. Modelo elegido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
3.5.3. Se˜nal de control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
3.5.4. Analis´ıs y dise˜no para la saturaci´on. . . . . . . . . . . . . 54
3.5.5. Simulaci´on del Puente H conectado al motor. . . . . . . . 57
3.6. Ensamblaje parrilla . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
3.7. Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
3.8. Manual del Usuario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.8.1. Panel de Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.8.2. Precauciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.9. Presupuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
3.10. Conclusi´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
A. C´odigos de Matlab 71
A.1. Gr´afica de error relativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
A.2. Aneoxo 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
Cap´ıtulo 2
Sensores y L´ogica de
Control
2.1. Planteamiento.
Lo que b´asicamente se requiere realizar es lo mostrado en la figura 2.1.
Sensor
Requerimien-
tos del Sensor
Generador
de Rango de
temperatura
Usuario-
Regulador de
temperatura
de Cocción.
Temperatura
Comparador
de Señales
Figura 2.1: Diagrama de bloques para el m´odulo de Sensor y Circuito de Control
de SAMA.
El objetivo consiste en poder realizar un circuito, que con alg´un sensor pueda
captar la temperatura en una parrilla, este sensor deber´a estar acondicionada
con todos los requerimiento y con una amplificaci´on ideal, adem´as se tiene que
de alg´un modo poder captar peticiones de usuario mediante otro sensor (en este
caso probablemente un potenci´ometro) y poder realizar comparaciones con las
se˜nales que son enviadas por el usuario y las enviadas por el sensor , pudiendo
a s´ı una se˜nal de subir el motor, bajar el motor o no hacer ninguna acci´on.
7
8 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
2.2. Mediciones previas
Antes de que se toque a profundidad los m´odulos de circuitos electr´onicos se
realizaron ciertas mediciones. Entre ellas y la que se considera m´as importantes
(por parte de los dise˜nadores) es la de medir la temperatura ideal de cocci´on,
para este proceso se utiliz´o un sensor de temperatura que utiliza ondas infrarro-
jas para la medici´on y aparte de esto la larga experiencia de un conocedor de los
“secretos del asado”1
. Primeramente se prepar´o todo lo requerido para un asa-
do, posteriormente se agreg´o y quit´o carb´on hasta que supuestamente la carne
estuviera en su punto ideal de cocci´on, se mantuvo un metal debajo mismo de la
parrilla un cierto, luego el metal se quit´o y r´apidamente se midi´o la temperatura
del mismo con el sensor mencionado 2.2, se realizaron varias repeticiones y los
resultados se muestran en la tabla 2.1.
Figura 2.2: Medici´on de temperatura con Sensor infrarrojo.
A partir de esta tabla se puede obtener:
TPromedio = 150,3333 ≈ 150◦
Celsius (2.1)
Los datos que fueron adquiridos aqu´ı ser´an utilizados para realizar aproxima-
ciones de la caracter´ıstica tensi´on-temperatura del termopar, adem´as servir´a para
poner se˜nalizaciones al usuario para la cocci´on ideal de sus carnes. Adem´as, de
este se puede especular el rango de utilidad del sensor.
2.3. Sensor-Termopar
Uno de los inconvenientes m´as importantes que se encontr´o durante el desar-
rollo del proyecto fue el tipo de sensor a ser utilizado. A principio se utilizar´ıa un
1Saldivar Carlos: Uno de los miembros del grupo de dise˜no
2.3. SENSOR-TERMOPAR 9
Oportunidad Grados Celsius Medidos
1 169
2 145
3 156
4 148
5 130
6 154
Cuadro 2.1: Tabla de Mediciones de temperatura de cocci´on de la carne.
PT100 (resistencia variable con la temperatura de platino), este era mucho m´as
lineal que el sensor que posteriormente se utilizar´ıa; pero como hubo problemas
a la hora de acceder a este sensor, se opt´o por un sensor disponible en el mer-
cado nacional y que cumpliera con algunos est´andares. Fue as´ı que se opt´o por
la utilizaci´on de un termopar tipo J.
A continuaci´on se explican varios´ıtems que est´an vinculadas con el funcionamien-
to del termopar.
2.3.1. Efecto Seebeck
Consid´erese la uni´on de dos metales distintos y cuyas uniones se encuentran
a diferentes temperaturas tal como se muestra en la figura 2.3, en esta configu-
raci´on; que se conoce como “termopar” o “termocupla”; se genera una corriente,
que a la vez es producida por una fuerza electromotriz , a ´este fen´omeno se le
conoce como efecto Seebeck y la energ´ıa por unidad de carga producida en dicho
fen´omeno se conoce como fuerza termoelectromotriz (f.t.e.m), este es el voltaje
medido por el volt´ımetro de la figura 2.4.
Esta f.t.e.m, VAB, es independiente de las resistencias de los metales (como
se sabe la corriente es dependiente de este) y de otras caracter´ısticas, su relaci´on
con la diferencia de temperatura de las dos uniones est´a dado por:
dVAB
dT
= SA − SB (2.2)
donde T es la diferencia de temperatura de las dos uniones, SA y SB son las
potencias termoel´ectricas absolutas de A y B. En general S no es constante y
var´ıa cuando aumenta T.
10 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇
Metal A
Metal B
I
Figura 2.3: Disposici´on de metales donde se produce efecto Seebeck.
.
Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
𝑻𝑻 + 𝚫𝚫𝑻𝑻 T
Metal A
Metal B V
Figura 2.4: Medida de f.t.e.m.
2.3.2. Efectos Peltier y Thompson
Efecto Peltier: si una corriente fluye por una uni´on de dos metales de
distintas caracter´ısticas cuyas uniones se encuentran a distintas temper-
aturas entonces se produce un calentamiento o enfriamiento de la uni´on,
dependiendo del sentido de la corriente, si por ejemplo se tiene la config-
uraci´on mostrada en la figura 2.5, al invertir el sentido de la corriente la
uni´on de la derecha comenzar´a a calentarse y la uni´on de la izquierda se
enfriar´a.
Este fen´omeno se describe a trav´es del coeficiente de Peltier πAB entre
los materiales, que se define como:
πAB = ±
Qp
I
(2.3)
donde Qp es la potencia calor´ıfica transformada e I la corriente que fluye
por el circuito.
Efecto Thompson: en un metal homog´eneo sobre el cual se encuentra
presente un gradiente de temperatura y a trav´es del cual fluye una corri-
ente; se produce una absorci´on o liberaci´on de calor. Si la corriente fluye
2.3. SENSOR-TERMOPAR 11
Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
Se calienta Se enfría
𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇 − Δ𝑇𝑇
- +
Metal A
Metal B
I
Figura 2.5: Efecto Peltier.
en el mismo sentido donde fluye el calor, se produce una liberaci´on de
calor, en caso contrario se produce una absorci´on de calor. La potencia
calor´ıfica debida al efecto Thompson est´a dada por:
q = iσ
dT
dx
(2.4)
donde dT
dx es el gradiente de temperatura longitudinal sobre el metal y σ
el coeficiente de Thompson.
A trav´es del principio de conservaci´on de Energ´ıa se puede demostrar una
relaci´on entre el efecto Seebeck y el efecto Peltier y Thompson, ´este est´a dado
por :
dVAB
dT
=
dπAB
dT
+ (σB − σA) (2.5)
2.3.3. Consideraciones Pr´acticas
Existen unas reglas pr´acticas, que son utilizadas por los dise˜nadores a la
hora de realizar aplicaciones con los termopares y que tambi´en son tomadas en
cuenta en SAMA.
a. Regla de los metales homog´eneos: no se puede conseguir una f.t.e.m.
con un solo metal homog´eneo, esto es sin importar la diferencia de tem-
peratura que existan alrededor de este metal. Una explicaci´on gr´afica de
esto se muestra en la figura 2.6.
b. Regla de los Metales Intermedios: si se intercala un tercer metal con
otras caracter´ısticas, y esta metal se mantiene a la misma temperatura que
tendr´ıa la uni´on si ´este metal no estuviese, entonces la f.t.e.m. a˜nadida es
nula, figura 2.7.
Esta propiedad permite que comercialmente est´en disponibles termopares
que tengan una sola uni´on, y la otra uni´on es la utilizada para realizar la
medida correspondiente.
12 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
A
B
Temperaturas a lo largo del metal
A
B
=
T1 T2
T1 T2
T4 T5 T6
T6 T4 T5
Figura 2.6: Regla de los metales homog´eneos.
A
B
Temperaturas a lo largo del metal
A
B
=
T1 T2
T1 T2
T4 T5 T6
T6 T4 T5
A
B
A
B
=
T1 T2
T1 T2
Metal Intermedio
Figura 2.7: Regla de los metales intermedios.
c. Regla de de las Temperaturas sucesivas El termopar generar´a un
f.t.e.m. V1 +V2 cuando las uniones est´en a temperaturas T1 y T3 si generan
una f.t.e.m. V1 cuando est´an a T1 y T2, y una f.t.e.m. V2 cuando las uniones
est´en a T2 y T3.
2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA
El termopar utilizado para el proyecto SAMA 1.0 es el termopst tipo “J”2
,
que est´a constituido por la uni´on de dos aleaciones: hierro y constat´an. Este
termopar tiene un rango de utilidad 0 a 760 grados Celsius.
Una ecuaci´on pr´actica que se puede utilizar para obtener la curva caracter´ıstica
temperatura-voltaje de los termopares es la siguiente:
T = a0 + a1V + a2V 2
+ a3V 3
. . . . (2.6)
donde V es el voltaje medido mediante el termopar y T es la temperatura con
respecto a 0◦
C.
Para el termopar tipo “J” se tienen los siguientes par´ametros:
a0 = −0,048868252 a1 = 19873,14503 a2 = −218614,5353
a3 = 11569199,78 a4 = −264917531. a5 = 2018441314;
2Denominaci´on de la ANSI
2.3. SENSOR-TERMOPAR 13
A partir de estos par´ametros y utilizando la ecuaci´on (2.6) se puede obtener la
curva caracter´ıstica presentada en la figura 2.8 y en la figura 2.9 se muestra una
tabla tabulada para el mismo. A simple vista la figura 2.8 nos da la idea de que
0 100 200 300 400 500 600 700
0
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
0.03
0.035
0.04
0.045
Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura
Temperatura (ºC)
Voltaje(Voltios)
Figura 2.8: Caracter´ıstica Voltaje-Termperatura de Termopar tipo J.
una aproximaci´on lineal ser´ıa bastante buena.
Los cables que poseen los termopares comerciales son cables compensados, es
decir no son del mismo material que constituye la uni´on, son de menor costo
que las aleaciones mencionadas, estos agregan un f.t.e.m. despreciable. Algunas
im´agenes del termopar son mostradas en la figura 2.10. A continuaci´on se citan
algunas caracter´ısticas importantes del termopar adquirido:
D´ıametro de vaina protectora: 4.8 mil´ımetros.
Largo de vaina protectora: 18.5 cent´ımetros.
D´ıametro de rosca de sujeci´on: 12.8 mil´ımetros.
Largo de rosca de sujeci´on: 2 cent´ımetros.
Largos de cable blindado-compensado: 1.5 metros.
Hay que destacar que todos los datos que son expuestos aqu´ı, fueron ex-
tra´ıdos de [1] ya que no ha sido posible conseguir una hoja de datos para el
Sensor que fue adquirido en mercado nacional, pero se cont´o con el respaldo de
un t´ecnico quien dio ciertas caracter´ısticas emp´ıricas del sensor.
14 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
TERMOCUPLA TIPO J milivolts(mV)
◦
C 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
0 0.000 0.050 0.101 0.151 0.202 0.253 0.303 0.354 0.405 0.456
10 0.507 0.558 0.609 0.660 0.711 0.762 0.813 0.865 0.916 0.967
20 1.019 1.070 1.122 1.174 1.225 1.277 1.329 1.381 1.432 1.484
30 1.536 1.588 1.640 1.693 1.745 1.797 1.849 1.901 1.954 2.006
40 2.058 2.111 2.163 2.216 2.268 2.321 2.374 2.426 2.479 2.532
50 2.585 2.638 2.691 2.743 2.796 2.849 2.902 2.956 3.009 3.062
60 3.115 3.168 3.221 3.275 3.328 3.381 3.435 3.488 3.542 3.595
70 3.649 3.702 3.756 3.809 3.863 3.917 3.971 4.024 4.078 4.132
80 4.186 4.239 4.293 4.347 4.401 4.455 4.509 4.563 4.617 4.671
90 4.725 4.780 4.834 4.888 4.942 4.996 5.050 5.105 5.159 5.213
100 5.268 5.322 5.376 5.431 5.485 5.540 5.594 5.649 5.703 5.758
110 5.812 5.867 5.921 5.976 6.031 6.085 6.140 6.195 6.249 6.304
120 6.359 6.414 6.468 6.523 6.578 6.633 6.688 6.742 6.797 6.852
130 6.907 6.962 7.017 7.072 7.127 7.182 7.237 7.292 7.347 7.402
140 7.457 7.512 7.567 7.622 7.677 7.732 7.787 7.843 7.898 7.953
150 8.008 8.063 8.118 8.174 8.229 8.284 8.339 8.394 8.450 8.505
160 8.560 8.616 8.671 8.726 8.781 8.837 8.892 8.947 9.003 9.058
170 9.113 9.169 9.224 9.279 9.335 9.390 9.446 9.501 9.556 9.612
180 9.667 9.723 9.778 9.834 9.889 9.944 10.000 10.055 10.111 10.166
190 10.222 10.277 10.333 10.388 10.444 10.499 10.555 10.610 10.666 10.721
200 10.777 10.832 10.888 10.943 10.999 11.054 11.110 11.165 11.221 11.276
210 11.332 11.387 11.443 11.498 11.554 11.609 11.665 11.720 11.776 11.831
220 11.887 11.943 11.998 12.054 12.109 12.165 12.220 12.276 12.331 12.387
230 12.442 12.498 12.553 12.609 12.664 12.720 12.776 12.831 12.887 12.942
240 12.998 13.053 13.109 13.164 13.220 13.275 13.331 13.386 13.442 13.497
250 13.553 13.608 13.664 13.719 13.775 13.830 13.886 13.941 13.997 14.052
260 14.108 14.163 14.219 14.274 14.330 14.385 14.441 14.496 14.552 14.607
270 14.663 14.718 14.774 14.829 14.885 14.940 14.995 15.051 15.106 15.162
280 15.217 15.273 15.328 15.383 15.439 15.494 15.550 15.605 15.661 15.716
290 15.771 15.827 15.882 15.938 15.993 16.048 16.104 16.159 16.214 16.270
300 16.325 16.380 16.436 16.491 16.547 16.602 16.657 16.713 16.768 16.823
Figura 2.9: Valores tabulados en mV de la termocupla tipo J.
2.3.5. Compensaci´on de la uni´on fr´ıa.
Como ya se dijo anteriormente, comercialmente se proporciona una sola
uni´on de metales, y tenemos como salida dos cables, que constituir´an la uni´on
fr´ıa, generalmente a partir de metales intermedios.
El termopar genera un voltaje a partir de la diferencia de temperatura entre sus
uniones, habitualmente las tablas y las f´ormulas de aproximaci´on consideran la
uni´on fr´ıa a 0◦
. Lograr que la temperatura de la uni´on fr´ıa sea de cero grados
celcius no ser´ıa de gran utilidad, en vez de esto se deber´ıa de tratar de conseguir
una soluci´on de manera electr´onica.
Consid´erese la situaci´on mostrada en la figura 2.11. Por la regla de los metales
intermedios la uni´on fr´ıa estar´a a una temperatura T2 (se considerea que esta
temperatura con respecto a 0◦
)Celsius), ya que el circuito de acondicionamiento
se considera a la misma temperatura que los cables destinados a ser la uni´on
fr´ıa. A partir de la ecuaci´on (2.2) tendr´ıamos lo siguiente:
dV
dT
= SHC (2.7)
2.3. SENSOR-TERMOPAR 15
(a) Vista lateral (b) Vista con cables de compensaci´on.
(c) Vista frontal.
Figura 2.10: Im´agenes de Termopar adquirido.
Circuito de
acondicionamiento
Metales
intermedios
T1 T2
Figura 2.11: Diagrama del termopar a un circuito de acondicionamiento.
16 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
donde SHC coeficiente de Seebeck de la uni´on Hierro-Constat´an y T constituye la
diferencia de temperatura de las uniones. Una buena aproximaci´on es considerar
que SHC es constante. Entonces se tendr´a:
V = SHCT = SHCT = SHC(T1 − T2) = SHCT1 − SHCT2 (2.8)
A partir de (2.8) se puede conseguir:
T1SHC = V + SHC ∗ T2 (2.9)
Seg´un (2.9) se puede obtener T1 si de alguna manera se logra medir T2, esto
se logra usando otro sensor; como generalmente T2 es mucho menor que T1,
se utiliza un sensor de temperatura de mucho menor rango para realizar esta
medida.
Luego de todo lo dicho se presenta el diagrama de la figura 2.12 que consti-
tuye las operaciones que se tendr´ıan que realizar para medir adecuadamente la
temperatura T1. El sensor utilizado debe ser uno que no tenga la necesidad de
T1
T2
Sensor
secundario
encargado d
medir T2
Acondiciona-
dor para Suma
Sumador
Amplificador de
Señal
Figura 2.12: Diagrama para Compensaci´on de la uni´on fr´ıa del termopar.
ser compensado (o sino se producir´ıa un ciclo infinito), a continuaci´on la se˜nal
de este sensor debe ser acondicionada de tal manera que sea igual o aproximada-
mente igual a la se˜nal de un termopar cuya uni´on fr´ıa se encuentre a 0◦
Celsius,
luego se utiliza un sumador para poder tener (2.9), luego esta Se˜nal es env´ıada
al circuito de acondicionamiento de se˜nal. Es importante destacar que este pro-
ceso de suma se puede realizar antes o despu´es del proceso de acondicionmiento
para el termopar.
En secciones posteriores se mostrar´a como se implementa el proceso que se
mencion´o a nivel de circuitos.
2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 17
2.4. Circuito de acondicionamiento
2.4.1. Aproximaciones.
Se realizar´a una aproximaci´on lineal de la caracter´ıstica tensi´on-temperatura
del termopar, utilizando la tabla de la figura 2.9 y considerando que la temper-
atura de cocci´on ideal est´a cerca de los 150 grados celsius:
V150◦C−140◦C =
8,008mV − 7,457mV
150◦C − 140◦C
= 55,1µV/◦
C
V160◦C−150◦C =
8,560mV − 8,008mV
160◦C − 150◦C
= 55,2µV/◦
C
Vprom =
55,2µV + 55,1µV
2
= 55,15µV/◦
C = 55,2µV/◦
C
Entonces se aproxima 55.2 µV/◦
C la caracter´ıstica tensi´on-temperatura del ter-
mopar, la gr´afica de aproximaci´on se muestra en la figura 2.13 junto a la gr´afica
obtenida mediante la ecuaci´on 2.6.
Para medir el grado de error que se tiene se utilizar´a la definici´on de error
0 50 100 150 200 250 300
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura
Temperatura (ºC)
Voltaje(Voltios)
Curva real
Curva Aproximada
Figura 2.13: Curva real y aproximada.
relativo en porcentaje:
E =
Valor obtenido − Valor Real
Valor real
× 100 (2.10)
Con esto se analiza el “impacto del error” que se comete en la aplicaci´on. Para
realizar una gr´afica del error relativo en funci´on de la temperatura se utiliza
Matlab3
, obteni´endose la gr´afica de la figura 2.14.
3El c´odigo se puede ver en Anexos
18 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
50 100 150 200 250 300
-100
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
100
Error relativo considerando características lineales del termopar
Temperatura (ºC)
Porcentajedeerror
Figura 2.14: Error relativo en funci´on de la temperatura Real.
Se hace esto de 25 a 300 ◦
Celsius. Se ve en la gr´afica que a medida que
trabajemos a altas temperaturas la aproximaci´on es m´as valedera y los errores
que podr´ıan generarse son de poca importancia, para dicha temperatura.
A continuaci´on se describir´an todos los m´odulos electr´onicos de SAMA 1.0.
2.4.2. Compensaci´on del termopar
Para que ocurra el efecto Seebeck a la medida de las temperaturas, es nece-
sario mantener una de las uniones a una temperatura de referencia, en este caso
se utiliza para el efecto la denominada compensaci´on electr´onica de la uni´on de
referencia el cual consiste en dejar que la uni´on de referencia sufra las varia-
ciones de la temperatura ambiente, pero ´estas se detectan con otro sensor de
temperaturas, dispuesto en la vecindad de la uni´on de referencia, y se suma una
tensi´on igual a la generada en la uni´on fr´ıa. Para SAMA 1.0 se utiliz´o un sensor
de temperatura integrado para llevar a cabo el proceso de compensaci´on, es el
LM35, que tiene un rango de medici´on de -55◦
C a +150◦
C figura (2.15), con
una configuraci´on que se describir´a a continuaci´on.
El LM35 env´ıa valores lineales de tensi´on en funci´on de la temperatura,
por ejemplo +250mV en valor el´ectrico, indican +25◦
C en valores termicos, la
salida es de 10mV/◦
C, como lo mencionado anteriormente sobre la termocupla
tipo J, que su valor de salida cerca de los 150◦
C(cocci´on ideal de la carne), es
de aproximadamente 55,2µV/◦
C, la compensaci´on consiste en utilizar al LM35
como temperatura de referencia, por lo tanto, ´estos 10mV/◦
C que tiene, debe
reducirse a la escala de la termocupla, es decir a los 55,2µV/◦
C, por ello es que
est´an las dos resistencias(R1 y R2) en serie como divisor de tensi´on,se elijen los
siguientes valores de resistencias:
2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 19
R1
TC(−)
R2
LM35
+4V a +20V
Figura 2.15: Compensaci´on para la termocupla tipo J.
R1 = 56Ω R2 = 10kΩ
De tal manera a que:
VT C(−) =
VLM35 ∗ 56Ω
56Ω + 10kΩ
= 5,5688 ∗ 10−3
∗ VLM35
Si suponemos que la temperatura medida por el LM35 es de 1◦
C, el valor en
tensi´on lanzado en su salida ser´a de 10mV , adem´as suponiendo tambi´en que la
termocupla est´a a la misma temperatura, su salida ser´ıa de 55,2µV , entonces:
TC(−) =
10mV ∗ 56Ω
56Ω + 10kΩ
= 55,688µV (2.11)
Este valor indica que mediante el divisor de tensi´on hecho en la salida del
LM35 se logra que aproximadamente(los c´alculos no se ajustan con precisi´on
por los valores de resistencias disponibles en el mercado), el valor de la salida
tomada en TC(−) sea de unos 55,688µV/◦
C que es un valor muy cercano a la
salida de la termocupla.
2.4.3. Amplificaci´on
Amplificadores Operacionales
B´asicamente un amplificador se puede representar por el circuito de la figura
2.16 Donde Zi es la impedancia de entrada del circuito, A es la ganancia en lazo
abierto del amplificador , Zo es la impedancia de salida del circuito y Vd es la
diferencia potencial en las entradas del amplificador.
El modelo de la figura 2.16 es tambi´en utilizado para el AO4
, que generalmente
posee valores muy grandes de impedancia de entrada y ganancia de lazo abierto.
Generalmente se utilizan configuraciones especiales para poder controlar la ganan-
cia de un sistema que posee configuraciones especiales, ´estas se basan principale-
mente en principios de realimentaci´on, espec´ıficamente realimentaci´on negativa.
El s´ımbolo del amplificador operacional se muestra en la figura 2.17, la entrada
rotulada “-” se denomina “entrada inversora” y la entrada rotulada “+” es la “
entrada no inversora”.
4Abreviaci´on de Amplificador Operacional
20 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
iZ
oZ
dAV




dV oV
Figura 2.16: Modelo de un Amplificador
−
+v+
v−
vo
Figura 2.17: S´ımbolo del amplificador.
Como la impedancia de entrada del AO es de valor muy elevado la corri-
ente de entrada se puede considerar 0 amperios, lo que tambi´en implicar´ıa que
el voltaje diferencial entre la entrada inversora y la no inversora es 0 voltios,
entonces para realizar el an´alisis con amplificadores operacionales consideramos
que no fluye corriente en las entradas del mismo y que las entradas est´an al mis-
mo potencial, esta consideraci´on se conoce como “restricci´on de punto suma”.
Amplificador no inversor
Se analizar´a ahora la disposici´on de amplificador no inversor mostrada en
la figura 2.18, que es el que ser´a utilizado en SAMA. Utilizando la restricci´on
de punto suma, se sabe que la entrada se encuentra al mismo potencial que la
entrada no inversora. Utilizando esto, podemos aplicar la ley de corrientes de
Kirchoff se consigue:
Vi
RA
+
Vi − Vo
RB
= 0 (2.12)
de 2.12 se obtiene:
Vo = 1 +
RB
RA
Vi (2.13)
Se debe elegir RB Y RA de tal manera a obtener la ganancia deseada, pero
antes de pasar a la elecci´on de ´estas resistencias se pasar´a al an´alisis de algunas
caracter´ısticas que conciernen a los amplificadores operacionales.
2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 21
+ +
-
-
AR
BR
iV
oV
Figura 2.18: Amplificador no Inversor
Desviaciones en amplificadores operacionales
En la pr´actica los amplificadores operacionales est´an constituidos interna-
mente por transistores y estos agregan ciertos errores a la hora de realizar medi-
ciones.
Entre los causantes de estos errores tenemos a la corriente de polarizaci´on IB,
la corriente de offset Ioff y el voltaje de offset Voff , estos son mostrados en la
figura 2.19.
La corriente de polarizaci´on, se debe a los transistores internos, estos como se
sabe, necesitan ser polarizados de alguna manera, la corriente de polirazaci´on
est´a rotulada IB+ e IB− para las corrientes de polorizaci´on de la entrada no
inversora e inversora respectivamente. La corriente de de offset es debida a que
las corrientes de polarizaci´on no son iguales y est´a definada por:
Ioff = IB+ − IB− (2.14)
El voltaje de offset modela el hecho de que cuando se tiene una entrada difer-
encial de 0 Voltios la salida del amplificador no es 0 Voltios. Se analizar´a ahora
como afecta estas desviaciones al amplificador no inversor, para ello se aplicar´a el
principio de superposici´on.
Se Voff por un corto circuito,
Ioff
2 por un circuito abierto, y simplemente vemos
las corrientes de polarizaci´on. Adem´as se supone que el voltaje de entrada es
de 0 voltios pero que esta fuente de entrada es tiene una resistencia de salida
22 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
+
-
BI
BI
2
offI
ffV0
Figura 2.19: Modelo para las desviaciones del AO.
representado por Rint.
Con todas las consideraciones mencionadas se tendr´ıa el circuito de la figura
2.20.
El potencial en la entrada no inversora estar´a dado por :
V+ = −IB+Rint (2.15)
Y aplicando LCK 5
:
V+
RA
+
V+ − Vo
RB
+ IB− = 0 (2.16)
de 2.15 y 2.16 se obtiene:
Vo = −Rint ∗ IB+(
RB
RA
+ 1) + IB−RB (2.17)
De 2.17 se ve que se puede reducirVo reduciendo RB , esto es manteniendo esta
resistencia para obtener la ganancia deseada, si IB+ = IB− se podr´ıa conseguir
que los efectos de la corriente de polarizaci´on sean anulados, no se utiliza este
m´etodo por que en general IB+ = IB−, entonces se considera que la mejor man-
era de reducir los efectos de las corrientes de polarizaci´on es reduciendo RB y
tambi´en Rint.
Seguidamente se pasivar´an las corrientes de polarizaci´on y el voltaje de offset
y se ver´a solo el efecto de la corriente de offset, entonces se tiene el circuito de
5Ley de corrientes de kirchoff
2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 23
+
-
BI
AR
BR
oV
BI
BI
+
-
AR
BR
intR
Figura 2.20: Circuito equivalente para an´alisis de efecto de Corriente de polar-
izaci´on.
la figura 2.21 de la cual se puede obtener que:
Vo2 = −
Ioff
2
Rint(
RB
RA
+ 1) −
Ioff
2
RB (2.18)
Los efectos del voltaje de offset no pueden ser reducidos, aunque si son con-
siderados constantes se pueden obtener circuitos de calibraci´on para compensar
su efecto, pero en la realidad no son constantes y dependen de muchas variables,
tales como la temperatura, corriente de alimentaci´on,etc.
24 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
AR
BR
oV
+
-
2
offI
intR
Figura 2.21: Circuito equivalente para an´alisis de efecto de Corriente de Offset.
Elecci´on de resistencias
A partir de lo analizado en la secci´on anterior, se nota claramente que es
mejor trabajar con resistencias de poco valor “´ohmico”, ya que ayudan a que
las corrientes de desviaci´on de los amplificadores operacionales no afecten de
manera considerable en la ganancia deseada.
Por mencionar otro factor, el ruido metido por las resistencias de poco valor
es menor, esto se da por ejemplo en el caso del ruido Johnson o ruido t´ermico,
este tipo de ruido es producido por el movimiento aleatorio de electrones en
el material resistivo, est´a dado por 2.19, este da el ruido en rms (ra´ız media
cuadr´atica).
Rrms = 4kRT(f2 − f1) (2.19)
donde
k : Constante de Boltzman R : Resistencia
T : Temperatura absoluta del resistor (f2 − f1) : Ancho de banda del ruido
Amplificaci´on de la se˜nal de la termocupla
Una vez explicado detalladamente el proceso de compensaci´on de la ter-
mocupla, procedemos a abordar el tema de la amplificaci´on de los valores da-
dos por el termopar, recordemos que ´este es 55,688µV/◦
C, hallado anterior-
mente, se define por los dise˜nadores que cada grado cent´ıgrado de temperatura,
est´e representado por 10mV, en otras palabras, la salida del amplificador ser´a de
10mV/◦
C, se utilizar´a para el caso de amplificaci´on, los llamados amplificadores
operacionales, considerando pues que las tensiones a ser amplificadas ser´an muy
2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 25
peque˜nas(valores dados por la termocupla), el AO utilizado debe ser muy pre-
ciso, con bajo offset de corriente y tensi´on de entrada y propenso a fen´omenos
como ruido externo para que ´estos no afecten en gran manera la etapa de am-
plificaci´on describida a continuaci´on.
De los c´alculos hechos recientemente, se concluy´o que la termocupla ofrec´ıa
una respuesta a la temperatura de 55,688µV/◦
C, como lo deseado es que la salida
de la etapa de amplifiaci´on sea de 10mV/◦
C se procede a hallar la ganancia que
debe tener tal dise˜no de AO.
G =
Vo
Vi
=
10mV/◦
C
55,2µV/◦C
= 181,159 (2.20)
El siguiente gr´afico es la configuraci´on del amplificador fig.(2.22):
1Ω 180Ω
−
+TC(+)
Out
-12 V
+12 V
47nF
Figura 2.22: Configuraci´on de la etapa de amplificaci´on de los valores del ter-
mopar.
Tal configuraci´on de amplificador, tiene una ganancia representada como:
G = 1 +
RF
RA
= 1 +
180Ω
1Ω
= 181 (2.21)
El capacitor en tal configuraci´on no es m´as que para disminuir en lo posible
el ruido que puede ingresar a esta etapa por medio de la salida positiva del
termopar.
Varios an´alisis y pruebas extensas en el laboratorio, comprobaron que el
amplificador operacional OPA27, cortes´ıa de TEXAS INSTRUMENTS es ideal
para esta aplicaci´on, pues posee un offset de entrada de 100µV como valor
m´aximo y otras caracter´ısticas apreciables.
Configuraaciones alternativas
Se probaron otras disposiciones de amplificadores operacionales , que esta-
ban configuradas para autocompensarse, entre ellas se destaca el amplificador
26 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
diferencial mostrado en la figura 2.23. Esta configuraci´on fue probada varias
+
+
-
-
Entrada de terminal
positivo de termopar
Figura 2.23: Circuito amplificador diferencial
veces cuando no se dispon´ıa del OPA 27, pero no dio resultados positivos en la
hora del montaje.
2.4.4. Resultados
En la figura 2.24 se muestra una imagen donde se est´a midiendo la temper-
atura ambiente con varios instrumentos, entre ellos ya se encuentra el termopar
con el circuito de acondicionamiento. De izquierda a derecha los mult´ımetros
Figura 2.24: Resultados.
miden la temperatura lanzada por el: LM 35, Termopar directamente conecta-
do al tester, Termopar con amplificador no inversor, termopar con amplificador
diferencial .
Suponiendo que el LM35 entrega correctamente el voltaje que indica la temper-
atura correcta, en este caso 29.1 grados Celsius, el que m´as se aproxima al valor
2.5. CIRCUITO DE CONTROL 27
real es el del amplificador no inversor. Adem´as el amplificador diferencial era
extremadamente inestable, raz´on por la cual se decidi´o utilizar el amplificador
no inversor, cuya funcionalidad se present´o extensamente ya en las secciones
anteriores.
2.5. Circuito de control
2.5.1. Variaci´on de la temperartura de cocci´on
La se˜nal de referencia se genera con la siguiente l´ogica: si se tiene una tem-
peratura de cocci´on del asado por ejemplo 150 grados celsius , entonces para
esta temperatura tendr´ıamos un voltaje que represente esa temperatura a este
voltaje, se le llama V(150 grados). Entonces las se˜nales de referencia se ponen
a V(150+5 grados) y V(150-5 grados).
Se hace que el usuario especifique la temperatura de V(150+5 grados) y a este
se le resta V(10 grados) para obtener el rango de trabajo.
Hasta aqu´ı ya tenemos la base primordial de todo el proyecto, la parte sen-
sores y su respectivo acondicionamiento, pues si no fuesen en lo posible exactos
estos m´odulos, no ser´ıa provechosa realizar las dem´as, es fundamental pues, que
los valores medidos deben ajustarse al m´aximo a los valores reales de cocci´on.
Primeramene la fase de compensaci´on y luego la de amplificaci´on, de aqu´ı en
m´as, los m´odulos descritos est´an orientados m´as a la parte de se˜nales para el
accionamiento(motores) e interfaz con el/la usuario/a(definici´on de la temper-
atura de cocci´on).
Primeramente se explicar´a el proceso con el cual el usuario de SAMA 1.0
puede elegir una temperatura de cocci´on deseada. Observando la figura 2.25,
se puede notar a la izquierda una serie de resistores y un potenci´ometro, es-
ta parte del circuito est´a dise˜nado para realizar un divisor de tensi´on y con
el potenci´ometro definir el rango al cual ser´a definido, es decir si el cursor del
potenci´ometro estuviera al m´ınimo, la tensi´on en ella ser´ıa 0V , por ser practi-
camente un corto circuito entre el cursor y el pin que est´a a tierra, en cambio si
el cursor estuviese al m´aximo(los 20kΩ entre cursor y tierra), la tensi´on ser´ıa:
Vcursor =
20kΩ ∗ 12V
20kΩ + 12kΩ + 2,2kΩ + 47kΩ
= 2,955V (2.22)
Por lo tanto el rango definido de la tensi´on en el cursor del potenci´ometro es
de Vcursor = 0V a 2,955V , recordando los c´alculos para la etapa de amplificaci´on
de las se˜nales de la termocupla fue de 10mV/◦
C, estos valores hallados con la
configuraci´on de resistores en serie y el potenci´ometro, representa t´ermicamente
a un rango que es de 0◦
C a 295.5◦
C.
Observando de vuelta la figura 2.25, la siguiente asociaci´on de resistores se
realiza de tal manera a que con el divisor de tensi´on se obtenga aproximadamente
0.1V o termicamente 10◦
C:
Vref =
12V ∗ 100
100 + 12kΩ
= 0,099V (2.23)
28 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
20kΩ
2k2Ω
12kΩ
47kΩ
+12V
100Ω
12kΩ
+12V
−
+
-5 V
+5 V
−
+
-5 V
+5 V
−
+
-5 V
+5 V
R4
R3
R1
R2
Up
Down
Figura 2.25: Circuito de se˜nal de accionamiento y selecci´on de temperatura.
Los dos operacionales que est´an conectados a los divisores de tensi´on de-
scritos, tienen una configuraci´on de seguidor de tensi´on, para que estos vean
una alta impedancia en las terminales de los operacionales y al acoplar a otra
parte del circuito(siguiente configuraci´on de operacional) no se vean afectados
de ninguna manera.
Por ultimo se encuentra el operacional que contiene las salidas de los seguidores
de tensi´on, tal configuraci´on es un amplificador diferencial, Suponiendo que el
amplificador operacional es ideal, y que R4/R3 = R2/R1, se puede observar que
la tensi´on de salida es una constante multiplicada por la se˜nal diferencial de
entrada (Vup − Vref ), es decir.
VDown =
R2
R1
(VUp − Vref ) (2.24)
Para el efecto se elijen R4 = R3 = R2 = R1 = 100Ω, de tal manera que la
salida es la diferencia de ambas tensiones de entrada y la constante es la unidad.
Con esto se logra que la salida VDown sea 10◦
C menor que la temperatura de
cocci´on elejida por el usuario, lo que se desea es que exista un rango a la cual
las se˜nales de accionamiento no sean enviadas, esto ser´ıa si la termocupla se
encontrase a ±5◦
C de la temperatura elejida. Los amplificadores operacionales
elejidos para este bloque es el LM324
2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 29
2.5.2. L´ogica de accionamiento
Ahora estas dos se˜nales Up y Down son enviadas a un bloque de com-
paradores, donde se definen si la termocupla est´a a sobretemperatura(mayor a
la temperatura elejida) o a subtemperatura(menor a la temperatura elejida),
v´ease la figura 2.26.
−
+Down
-12 V
+12 V
−
+
Up
-12 V
+12 V
1kΩ
+5 V
Signal to Down
1kΩ
+5 V
Signal to Up
Out
Figura 2.26: Comparador para comprobar el estado del sensor.
Ambos comparadores tienen la misma referencia de entrada Out, que es la
salida de la etapa de amplificaci´on del termopar explicada en secciones anteriores
figura 2.22, entre sus otras entradas Up y Down existe 0.1V de diferencia o 10◦
C,
este es el rango en el cual no existe una se˜nal para bajar o subir, es decir la
parrilla se mantiene quieta; las salidas Signal to Up y Signal to Down, son las
se˜nales de accionamiento para los motores. el comparador utilizado para esta
operaci´on es el LM2901. En la figura 2.27 se muestra los resultados de una
simulaci´on (utilizando Pspice ) con una entrada al amplificador de 1 milivoltios.
2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos
El dise˜no de la placa es otro de los paso m´as importantes en la placa de
acondicionamiento de una se˜nal, especialmente si se trabaja sobre se˜nales muy
30 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
Figura 2.27: Simulaci´on del amplificador con una entrada de 1mV.
2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 31
chicas tales como el termopar. El dise˜no de la placa es realizado con la her-
ramienta Layout6
.
En la figuras 2.28 y 2.29 se muestran im´agenes donde se muestran las capas Top
y Bottom respectivamente, es decir las caras superior e inferior de la placa. Se
puede notar que la capa superior es utilizada simplemente para realizar puentes,
la mayor parte de las conexiones se encuentran en la parte inferior de la placa.
Figura 2.28: Dise˜no de Placa-top.
Con lo que respecta a la disposici´on de los componentes, lo que se trata de
hacer es agrupar los componentes de acuerdo al m´odulo al cual corresponden,
se distinguen en la placa claramente las etapas de entradas - compensaci´on-
amplificaci´on-generador de se˜nales-l´ogica de control y salidas.
En el cuadro 2.2 se muestra una tabla donde se especifican las dimensiones que
conciernen a la placa, se trata de especificar todas las dimensiones relevantes.
En la tabla 2.3 se muestran algunas caracter´ısticas importantes de encapsu-
lado de componentes.
En la fig 2.30 se muestra la placa terminada y con los componentes ya sol-
dados.
6Se asume que el lector tiene cierto conocimiento sobre herramientas de Dise˜no de Placas
32 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
Figura 2.29: Dise˜no de Placa-Bottom.
Característica Medida en mm Medida en mil=0.1 pulgadas
Dimensiones de placa:
Ancho de placa 77.9 3062
Largo de placa 82.8 3297
Grosor de pistas:
Alimentación 0.76 30.0
Conexión de Componentes 0.51 20.0
Separaciones
Pista a pista 0.508(mínimo) 20(mínimo)
Pista a vía 0.31(mínimo) 15(mínimo)
Pista a pad 0.31(mínimo) 15(mínimo)
Plano de tierra (copper pour):
Clearance 0.3 12.0
Cuadro 2.2: Tabla de algunas dimensiones importantes.
2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 33
Componente Encapsulado-Característica Cantidad de Pines
OPA 27-Amp. Op Dual-In-Line Plastic Packages (PDIP) 8
Lm 2901-Comparador Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14
Lm 324-Amp Op Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14
Lm 35-Sensor de Temperatura Plastic Package 3
Resistencias De inserción-axiales 2
Condesadores De inserción-radial 2
Cuadro 2.3: Caracter´ısticas de encapsulado de componentes.
Figura 2.30: Placa terminada con los componentes ya soldados.
34 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
Cap´ıtulo 3
Accionamiento.
35
36 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.1. Introducci´on
El m´odulo de accionamiento del motor fue desarrollado tras definir y afer-
rarse a una interfaz para comunicar este m´odulo con el m´odulo del sensor. La
misma fue la primera cuesti´on a definir y fue la que permiti´o el desarrollo in-
dependiente de ambos m´odulos, hecho que agiliza el desarrollo del mismo al
volverlo independiente. Como veremos cada subm´odulo de esta secci´on fue de-
sarrollado siguiendo esta misma tem´atica de independizar los mismos.
La idea b´asica este m´odulo desarrollado es que tras recibir la se˜nal de subir
o bajar el mismo active el motor de CC con una polaridad u otra, adem´as de
permanecer en reposo cuando ambas se˜nales est´en bajas. Estas se˜nales se emiten
por convenci´on por v´ıas distintas y est´an a 5 [V] en modo activo y 0 [V] para
reposo.
El trabajo desarrollado no se limita solo a esto, sigue con medidas de con-
tenci´on de errores, el desarrollo de una interfaz para que al usuario le sea posible
mover la parrilla accionado el motor, implementar un reloj, entre otras cosas ya
menos importantes detalladas a profundidad m´as adelante en este informe.
Las metas al emprender esta labor son claras y el trabajo fue apuntando a las
mismas atendiendo a no dispersarse en otras cosas ya que el tiempo disponible
para el desarrollo es limitado. Prioridad uno es el funcionamiento del m´odulo,
luego es el precio y por ´ultimo pero no dejado de lado la est´etica del mismo.
3.2. CONTROL DIGITAL 37
3.2. Control Digital
Para el movimiento del motor utilizamos un circuito de control digital, de
esta manera, el objetivo es que este circuito reciba la se˜nal del sensor de temper-
atura o de los pulsadores manuales y de acuerdo a si el habilitador est´a encendido
o apagado, pase o no esta se˜nal al puente H para mover el motor, tambi´en de-
ber´a realizar un control de las se˜nales que nos env´ıa el sensor de temperatura,
ya que estas no deben coincidir al mismo tiempo en un nivel l´ogico alto.
Ese es el objetivo de forma general, ahora veremos c´omo logramos que se
comporte as´ı de manera m´as detallada. Como primer punto a detallar tenemos
el habilitador, el cual consideramos solo como una entrada al realizar la simpli-
ficaci´on por Karnaugh pese a que recibe dos se˜nales, una del circuito astable y
otra para utilizar el control manual, esto hicimos porque desde el punto de vista
de la transferencia de se˜nal al motor no importa cual de los modos est´a activo,
s´olo importa si se debe pasar la se˜nal o no.
Ahora generaremos la tabla de verdad para que el circuito deje pasar la
se˜nal s´olo cuando el habilitador est´a activado. N´otese que en este punto a´un
no tomamos en cuenta el hecho de que las se˜nales de subir y bajar se pudieran
activar al mismo tiempo, esto haremos m´as adelante.
E D T Out
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 0
0 1 1 0
1 0 0 0
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 0
E: Habilitador; D: Se˜nal bajar; T: Se˜nal tope inferior; Out: Salida
Ahora realizamos lo mismo para la se˜nal de subir.
E U T Out
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 0
0 1 1 0
1 0 0 0
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 0
E: Habilitador; U: Se˜nal subir; T: Se˜nal tope superior; Out: Salida
Realizando la simplificaci´on por Karnaugh las salidas nos quedan se la sigu-
iente manera: OutDown = EDT y OutUp = EUT respectivamente, aqu´ı clara-
mente podemos observar que lo que quer´ıamos lograr se puede alcanzar con s´olo
38 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
una compuerta NOT y una compuerta AND de tres entradas, en la pr´acti-
ca lo que utilizamos es una compuerta NAND y una compuerta NOT con
SmithTrigger para de esta manera poder utilizar el fen´omeno de hist´eresis
para mejorar la onda cuadrada de nuestro circuito astable, a consecuencia de
esto nuestras salidas no son OutDown y OutUp, sino OutDown y OutUp, esto
no tiene importancia porque m´as adelante veremos que el circuito funciona con
l´ogica negada, adem´as de controlar s´olo el sentido en que gira el motor y esto
tambi´en depende de como conectemos al final el motor. Aqu´ı est´a como imple-
mentamos finalmente esta parte del circuito:
Figura 3.1: Bajar
Figura 3.2: Subir
Ahora que ya tenemos el circuito para dejar pasar la se˜nal s´olo cuando el
habilitador est´a activo, nos concentraremos en el habilitador, en este caso lo
´unico que necesitamos es un circuito que cuando el circuito astable est´e en
su nivel bajo y el switch manual tambi´en est´e desconectado, nos devuelva un
”0”l´ogico. Debido a que aqu´ı tambi´en utilizamos la compuerta NOT para hacer
uso de su SmithTrigger y para utilizar el mismo integrado que ya necesitamos
en la anterior parte digital tambi´en utilizamos una compuerta NAND en esta
ocasi´on, de este modo nuestra tabla de verdad nos queda de la siguiente manera:
3.2. CONTROL DIGITAL 39
U T Out
0 0 0
0 1 1
1 0 1
1 1 1
y el circuito nos queda como se ve en la figura 3.3.
Figura 3.3: Habilitador
Una vez que ya tenemos todo el circuito que env´ıa la se˜nal de control al
puente H, lo que nos queda por hacer en la parte digital es dise˜nar uno que
impida que ambas se˜nales (la de subir y la de bajar) se activen al mismo tiempo,
lo cual ser´ıa fatal para los transistores del puente H. Para dise˜nar el circuito
entonces lo primero que hacemos es la tabla de verdad que nos queda de la
siguiente manera:
U D S0 S1
0 0 0 0
0 1 0 1
1 0 1 0
1 1 0 0
Nuevamente al resolver la tabla de verdad anterior por Karnaugh las sali-
das nos quedan as´ı:S0 = UD y S1 = DU, con lo cual el circuito nos queda
directamente as´ı:
Por ´ultimo ensamblando todos los circuitos anteriores esto nos queda como
se ve en la figura 3.5 :
40 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Figura 3.4: Verificador
Figura 3.5: Circuito digital completo
3.3. Three State
3.3.1. Introducci´on
A manera de tener una ´unica entrada en el circuito digital para las ordenes
de subir y bajar, decidimos emplear three states para las se˜nales emitidas por
el sensor. Para las emitidas por las llaves manuales haremos el mismo trabajo
de los three states pero de manera mec´anica.
En orden a elevar nuestros conocimientos y llevar a la pr´actica cuestiones
relacionadas a lo aprendido en el curso de .El
ectr´onica 1”decimos no utilizar un
integrado, sino que construir el mismo con componentes discretos. El dise˜no del
mismo fue propio ya que los esquem´aticos que hab´ıamos encontrado al investigar
sobre el tema requer´ıan un considerable n´umero de componentes al punto de
no justificar la relaci´on de espacio y costo que sumaban los mismos versus lo
ganado al analizar un circuito. Por este motivo dimos un paso m´as adelante y
nos dispusimos a dise˜nar de cero el circuito.
3.3. THREE STATE 41
3.3.2. Negador con Enable.
El requerimiento b´asico a tener en cuenta de manera a no estropear la labor
de nuestros compa˜neros encargados del sensor era que este circuito tuviese una
gran impedancia de entrada. Lo primero que vino en mente fue hacer sencilla-
mente que la se˜nal, de ahora en m´as referida igualmente como entrada, saturace
o pusiese en corto a un transistor; una cl´asica aplicaci´on del mismo como llave.
Fue as´ı como pasamos a analizar el siguiente modelo:
Para cumplir con las especificaciones pautadas, RB debe tener un valor ele-
vado. Determinamos que unos 100 [kΩ] ser´ıa suficiente tras el siguiente an´alisis
para determinar la corriente que demandamos al modulo del sensor con la mayor
entrada.
VEntradaMAX
= VBESAT
+ IRB
· RB 5 = 0,7 + IRB
· 100k
IRB
= 43 [µA]
Ahora debemos determinar el voltaje al cual queremos que nuestro transistor
sature. Sabemos por investigar en datasheets de integrados que un valor com´un
a partir del cual una se˜nal se considera como 1 (uno) l´ogico es 2.5 [V], por este
motivo buscamos a continuaci´on que el transistor sature con una entrada de
valor cercano al mismo. Debemos hallar para proseguir el valor de IRB
en estas
condiciones.
VHightmin = VBESAT
+ IRB
· RB 2,5 = 0,7 + IRB
· 100k
IRB
= 18 [µA]
Considerando hfeQ = 100 y la se˜al activa del enable de 5 [V]
42 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
VEnableHight
= RC · IRC IRC = hfeQ · [IRB
IRC
= 1,8 [mA]
→ 5 = 1,8m · RC RC = 2,78[kΩ]
Finalmente nos decidimos por disponibilidad por una resistencia de 2,2 [kΩ].
El transistor no debe tener nada de especial, utilizaremos el 2N2222, ya que
es el mismo utilizamos en varias casos en el desarrollo del proyecto (disminuye
costo en compra de componentes de repuesto).
Pasamos a analizar ahora el circuito que dise˜namos hasta el momento. No-
tamos que el mismo se comporta como un negador, pero el gran problema que
surge es que al estar el Enable en 0 [V], la salida opuestamente a lo desado,
siempre ser´ıa igual al, mal llamado en este caso, Enable. Esto aparentemente
nos tira al tacho toda la labor realizada hasta el momento, pero tras buscar por
un tiempo la soluci´on nos entramos con ella.
3.3.3. Nuestro propio Three State
El modelo que soluciono nuestros problemas, cumpliendo cabalmente nues-
tras expectativas, es sencillamente un duplicado de nuestro ”Negador con En-
able¸conectado a la salida del anterior.
A la hora de dise˜nar el mismo consideramos la entrada de este m´odulo a˜nadi-
do no afectar´ıa en nada al anterior dada su alta impedancia de entrada. El re-
sultando, nuestro .En
able2
a es digno del nombre, cumpliendo con el rol esperado,
adem´as obviamente la salida ya no est´a negada. Por ´ultimo agregamos un diodo
en la salida, de manera a que cuando el circuito se encuentra inhabilitado, el
mismo queda en alta impedancia. Gratamente podemos concluir que el circuito
dise˜nado cumple plenamente con los requerimientos, y se enmarca plenamente
en la definici´on de un ”Three State”.
Por ´ultimo como corresponde para cada circuito analizado y m´as a´un de
uno dise˜nado pasamos a probarlo con las herramientas que tenemos a mano. Lo
3.3. THREE STATE 43
simulamos con ayuda del Orcad; lo interesante que a obtener con el mismo es la
transferencia Se˜nal/Salida, corroborando una adecuada relaci´on. La gr´afica de
la misma la presentamos a continuaci´on:
La misma como se ajusta a los par´ametros demarcados, con una variaci´on
que consideramos despreciable atendiendo que la salida ser´a conectada a un
integrado, el cual toma como 0(cero) l´ogico valores entre 0 y 1.35 [V], en tanto
considera como 1(uno) l´ogico los comprendidos entre 3.15 y 5.5 [V]. El rango de
valor indeterminado a su vez podemos ver que es mucho menor ahora, que es
algo que naturalmente buscamos eliminar.
44 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.4. Circuito Astable
3.4.1. Introducci´on
Debido a la considerable inercia t´ermica de nuestro sensor, hemos decidido
utilizar algo similar a un clock que habilite peri´odicamente a la se˜nal emitida
por el este. Cabe recabar que la utilizaci´on de dicho circuito solo se da en el
modo autom´atico esto es l´ogico teniendo en cuenta que ser´ıa fastidioso en el
modo manual que la parrilla se mueva a intervalos.
Tras investigar y probar un par de modelos de circuito astable, nos decidimos
por el siguiente modelo:
El principio b´asico de funcionamiento del modelo anterior lo explicamos a
continuaci´on.
Cuando un transistor conduce, el otro se halla en corte, las salidas posibles
se hallan indicadas como V o1 y V o2; las mismas por lo antes mencionado se
hallan desfasadas 1800
grados. Para que el circuito funcione de manera deseada
se debe dar que R1 y R2 sean mucho menores a R3 y R4 respectivamente. Esto
para que el tiempo de descarga de los capacitores sea despreciable en relaci´on
al tiempo de carga de los mismos. Por conveniencia utilizaremos los mismos
valores de R1 y R2, as´ı como de R3 y R4.
Suponiendo que el tiempo de conmutaci´on de los transistores es mucho menor
que el tiempo que les lleva a los capacitores cargarse (lo cual se corrobora en el
circuito final para los componentes utilizados), adem´as que ya se encuentra el
sistema en un estado estable tras haberse conectado el mismo a Vcc. As´ı pues
ahora suponemos que el circuito se halla en el periodo en el cual Q1 se halla
conduciendo y Q2 en corte, por tanto los capacitores C1 y C2 se cargan a trav´es
de R3 y R2 respectivamente.
3.4. CIRCUITO ASTABLE 45
La constante de tiempo de carga de C1 es:
τ1C1 = R3C1
En tanto que para C2, que est´a en serie con Q1 es:
τ2C1
= R2C2
Al cargarse C1, VBE2 aumenta, y en el instante t1 llega al valor de Vγ. Por
tanto Q2 entra en conducci´on, disminuyendo su tensi´on en el colector y por ende
la tensi´on de base de Q1 llevando a este hacia el corte y por ende aumentado el
voltaje de colector del mismo, lo que facilita la conducci´on de Q2. En la siguiente
figura vemos lo que ocurre en el instante que Q1 entra en corte, en tanto que
Q2 est´a por entrar en conducci´on.
En ese instante los capacitores comienzan a cargarse en sentido contrario
hasta llegar en el instante t2 en el que la tensi´on de base de Q1 es el necesario
46 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
para llevarlo a la conducci´on con lo que an´alogamente al caso explicado anteri-
ormente Q2 entrar´a en corte. Este proceso como podemos notar es c´ıclico y que
determinada la frecuencia del mismo por el valor de los componentes utilizados
en el circuito.
3.4. CIRCUITO ASTABLE 47
3.4.2. An´alisis de cada estado semiestable.
Q2 conduce, Q1 cortado.
En t1, Vc alcanza el valor necesario que pone a Q2 activo.
VC1(t1) = Vγ − VCESAT
Ya que C2 completa su carga en un tiempo mucho menor que t1, debido a
la relaci´on entre las resistencias, VC2
resulta:
VC2(t1) = VCC − VBESAT
si IR2(t1) = 0
Calculamos ahora las corrientes resistencias exactamente antes que Q2 em-
piece a conducir:
IR3 =
VCC − Vγ
R3
IR1 =
VCC − VCESAT
R1
La corriente de base de Q1 es:
IBQ1
= IR4
=
VCC − VBESAT
R4
IC de Q1 es la corriente que circula a trav´es de R1 y de la corriente a trav´es
de R3. Teniendo en cuenta que R3 R1, podemos considerar que la corriente
es la que circula a trav´es de R1.
IC1 = IR1 + IR3 =
VCC − VCESAT
R1
+
VCC − Vγ
R3
VCC − VCESAT
R1
Al cargarse completamente C2 la corriente por R2 es nula, por lo que la
Ib de Q1 ser´a extremadamente peque˜na e igual al aporte de corriente a trav´es
de R4. Dado esto si Q1 est´a saturado, durante todo el periodo de conducci´on
permanecer´a en dicho estado.
Si Q1 esta saturado se debe dar que:
IC1
IB1
=
VCC − VCESAT
R1
VCC − VBESAT
R4
< βminQ1
Lo cual se cumple en nuestro caso por lo que resulta innecesario un an´alisis
del estado activo.
48 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Q1 conduce, Q2 cortado.
En t+
1 Q1 se encuentra cortado y Q2 est´a conduciendo. La variaci´on del
voltaje en los capacitores no es instant´anea, por lo que el mismo se mantienen.
vC1t1− = vC1t1+ = Vγ − VCESAT
vC2t1− = vC2t1+ = VCC − VBESAT
En t+
1 :
VCC = IR3 R3 + (IR1 + IR3 )rx + VBVSAT
IR1
R1 − vC1t−
1
= IR1
R1 − Vγ + VCESAT
= IR3
R3
⇒ IR3 =
IR1
R1 − Vγ + VCESAT
R3
VCC = Vγ − VCESAT
VCC =
IR1
R1 − Vγ + VCESAT
R3
(R3 + rx) + IR1 rx + VBESAT
3.4.3. C´alculo de la frecuencia y periodo de cada estado.
El periodo en el que conduce Q1 se encuentra definido por la como va var-
iando VC1
, ya que es cuanto le toma llegar a polarizar directamente la base de
Q2. La tensi´on en bornes de C1 en el instante t1 resulta:
IR1 =
VCC − VBESAT
+
Vγ − VCESAT
R3
(R3 + rx)
rx + R1
(R3 + rx)
R3
IR1
VCC − VBESAT
+ VCESAT
+ Vγ
rx + R1
vC1(t1)
= VC1f + (VC1i − VC1f )e
−T1
τ1 = Vγ − VCESAT
τ1 = R3C1
VC1 inicialmente vale lo que alcanza al t´ermino del anterior estado semiestable,
lo cual consideramos como el valor final el cual se d´a cuando la IR3 es nula:
VC1i = vC1inicial
= −VCC + VBESAT
VC1f = vC1final
= VCC + VCESAT
Por tanto, T1 determinamos a partir de:
vC1(t1)
= VCC − VCESAT
+ (VBESAT
− 2VCC + VCESAT
)e
−T1
R3C1 = Vγ − VCESAT
3.4. CIRCUITO ASTABLE 49
T1 = R3C1 ln
2VCC − VBESAT
− VCESAT
VCC − Vγ
Para determinar el tiempo de conducci´on de Q2 (T2) procedemos de manera
similar:
vC2(t2)
= VCC − VCESAT
+ (VBESAT
− 2VCC + VCESAT
)e
−T2
R4C2 = Vγ − VCESAT
T2 = R4C2 ln
2VCC − VBESAT
− VCESAT
VCC − Vγ
Por tanto la oscilaci´on del circuito se d´a con una frecuencia:
f =
1
T1 + T2
50 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.4.4. Implementaci´on
A la hora de definir la salida del astable, tomamos en consideraci´on las
caracter´ısticas de nuestro sensor y el tiempo que demora la parrilla en ir de un
tope al otro. Tras analizar esto hemos considerado que el periodo en que la se˜nal
se encuentra habilitada tendr´ıa que estar entre los 0.5 y 1 segundos; en tanto
que el tiempo entre estos periodos debe ser de 1 a 2 segundos.
Hemos decidido utilizar para R4 como para R2 valores de 22 [kΩ], y dado
esto obtamos por una resistecia 100 veces menor para R1 y R3, es decir de
220 [Ω], esto con ayuda del Pspice ya que al simular el circuito con esta relaci´on
entre resistencias la se˜nal obtenida fue apreciablemente cuadrada.
Por tanto ahora nos queda determinar el valor de los capacitores para poder
obtener los periodos buscados. As´ı pu´es acotados tambi´en por la disponibilidad
en el mercado local decidimos utiilizar:
C1 = 100 [µF] C2 = 47 [µF]
Tomando la salida claro en C2. Con estos valores nuestros periodos por tanto
ser´an de:
T1 = 22k · 47µ ln
2 · 5 − 0,7 − 0,2
5 − 0,7
T1 = 775 [ms]
T1 = 22k · 100µ ln
2 · 5 − 0,7 − 0,2
5 − 0,7
T1 = 1,65 [s]
Simulamos ahora el circuito con ayuda del PSpice
3.4. CIRCUITO ASTABLE 51
En la misma observamos que el valor m´aximo del 0 l´ogico es de 1.2 [V], lo
cual es bueno ya que nuestro debido al integrado podemos variar en un rango
de 0 a 1.5 [V]. Tambi´en apreciamos que se cumple lo pretendido en relaci´on a
la cuadratura de onda, de todas formas para estar m´as seguros de conseguir lo
pretendido, esta se˜nal ser´a trigada en su primera fase como lo podemos observar
en la secci´on de Control Digital
52 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.5. Puente H
3.5.1. Introducci´on
A fin de controlar el accionamiento de nuestro motor, tanto para subir o
bajar la parrilla, emprendimos una investigaci´on de las soluciones empleadas
para problemas similares. As´ı pues, dado que el motor a utilizar ser´ıa el de un
limpiaparabrisas o levanta vidrios, las primeras b´usquedas fueron de circuitos de
control de ellos en veh´ıculos. Los mismos encontramos que se hallan controlados
por rel´es con swichts, en modelos viejos, o integrados, en los m´as nuevos, que
manejan su estado. Pero este modelo no nos resulta tan conveniente teniendo en
cuenta los objetivos acad´emicos del trabajo. Por ello pasamos a buscar modelos
de control de motores DC en aplicaciones electr´onicas. Tras esto optamos por
emplear un puente H con transistores, el cual es de amplia utilizaci´on en estos
casos. El mismo permite un control completo del motor, es decir, podemos
calcular el sentido y la velocidad de giro (el voltaje en realidad, del cual depende
la misma).
B´asicamente lo que se pretende realizar con el mismo es controlar el estado
de dos parejas de transistores Q1-Q4 y Q2-Q3; de manera que cuando una
pareja este saturada, la otra se encuentre en corte permitiendo as´ı el giro en
un sentido, e invirti´endolo sencillamente al cambiar la pareja de transistores de
estado (corte a saturado y saturado a corte).
3.5. PUENTE H 53
3.5.2. Modelo elegido.
Tras ver como podr´ıamos aplicar el puente H para cumplir con todas nuestras
expectativas para accionamiento el motor, atendiendo los transistores a utilizar
teniendo en cuenta los requerimientos de corriente y su disponibilidad en el
mercado local, adem´as de que el mismo sea lo m´as sencillo a la hora de controlar
y otros puntos menos relevantes, finalmente seleccionamos siguiente circuito:
En este modelo, los transistores Q1 y Q6 son empleados para controlar a
los otros cuatro, siendo Q1 responsable del estados de Q2 y Q5, en tanto Q6
es responsable del estado de los dos restantes. Estos transistores de control no
deben soportar altas corrientes (no son altas al comparar con las que atraviesan
a los otros cuatro), por lo que no necesitan ser tan robustos. Seleccionamos para
esta tarea a una pareja de transistores 2N2222, los cuales soportan una corriente
de colector de hasta 800 [mA].
Los transistores Q2, Q3, Q4 y Q5 que hacen las veces de switchs deben sopor-
tar toda la corriente del motor. Este corroboramos en la practica que consume
hasta 6 [A] y normalmente 4.7 [A] al operar, y esto fue el gran determinante a
la hora de elegir el transistor correcto para la tarea.
Tras investigar un poco y averiguar la disponibilidad quedamos con dos posi-
bilidades, las parejas TIP120 (NPN) TIP125 (PNP) y TIP 140 (NPN) TIP145
(PNP). La primera tiene una corriente nominal de 5[A], lo cual deber´ıa ser
suficiente atendiendo que esto se supera solo por instantes; pero ya que la se-
gunda tiene una corriente nominal 10 [A] y no es grande la diferencia de costo,
utilizamos esta, con lo que ganamos mucha robustez.
Los cuatro diodos que vemos en la figura son los denominados ”Diodos de
rueda libre”, los mismos proporcionan seguridad a nuestros transistores ante los
t´ıpicos picos de voltaje en los bornes del motor debido a la inductancia presente
en el mismo. En realidad nuestros los TIP 140 y TIP 145 tienen un diodo en
54 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
paralelo o ”Diodos de rueda libre¸como podemos ver en el modelo proporcionado
por el fabricante:
De todas maneras es de buena practica incluir estos a modo de protecci´on
extra para los mismos.
Para definir los elementos restantes, que son b´asicamente las resistencias a
utilizar debemos an´alizar antes otros puntos.
3.5.3. Se˜nal de control.
Un punto fundamental a definir fue que controlar´ıa nuestro puente H, para
poder as´ı elegir los elementos adecuados a utilizar atendiendo cuestiones como
los voltajes que caracterizar´ıan a cada estado, el margen en la que estos pueden
variar y limitaciones de corriente que la misma puede entregar.
Debido a que ya estaba decidido la utilizaci´on de un circuito digital de con-
trol, lo m´as sencillo es que el mismo sea directamente el encargado de realizar
directamente el control del puente H. Por tanto la se˜nal proviniente de nuestro
integrado 74LS08 ser´a la encargada de llevar a cabo esta tarea.
Ahora pues que ya definimos esto pasamos a ver que precauciones tomar en
referencia a los valores de corriente y voltajes de nuestra se˜nal de control. Para
ello investigamos en el datasheet del integrado. obtenemos los valores de voltajes
cr´ıticos que tendremos que tomar en consideaci´on a la hora de determinar el
valor y el dise˜no de los componentes.
El voltaje m´aximo de Vlow, es de 0.5 [V]. En estas condiciones queremos que
el motor no gire, por tanto nuestro transistor de control debe estar en corte.
Comprobamos con el datasheet del 2N2222 que dicho valor de voltaje es menor
a su Vγ, por tanto el mismo estar´a en corte como lo deseamos.
Yendo al otro extremo, el voltaje m´ınimo proporcionado por el integrado
como valor de Vhigh es de 2.5 [V], condici´on en la cual pretendemos nuestros
motor gire, por lo que nuestro transistor de control debe estar saturado. Para
cumplir con esto debemos definir ahora el valor de las resistencia.
3.5.4. Analis´ıs y dise˜no para la saturaci´on.
Primeramente para emprender esta labor tuvimos que familiarizarnos con el
comportamiento de nuestros transistores Darlington. Procedimos a buscar sus
3.5. PUENTE H 55
caracteristicas en el datasheet, pero solo encontramos los valores m´aximos y
m´ınimos, o solo uno de estos, para los valores caracter´ısticos del mismo dise˜nar.
Debido a esto pasamos a hacer simulaciones en el Orcad del mismo, tras las
cuales obtuvimos:
hfe = 500 VBESAT
= 2,5 [V ] Vγ = 1,5 [V ] VCESAT
= 1,5 [V ]
En tanto para el transistor 2N2222 hemos considerado los siguientes par´amet-
ros:
hfe = 100 VBESAT
= Vγ = 0,7 [V ]
Considerando despreciable VCESAT
del mismo.
El circuito que analizaremos ser´a el siguiente:
No consideramos necesario el an´alisis el circuito completo, ya que los otros
dos transitores deben estar en corte, y debido a la simetr´ıa existente, lo que
hagamos para una rama es igualmente v´alida para la otra. Tampoco entramos a
analizar los respuestas transitorias, por lo que consideramos al motor ´unicamente
como una carga resistiva. Nuestras suposiciones que marcan nuestro punto de
partida es que los transistores se hallan saturados. A partir de esto empezaremos
a determinar los valores de los dem´as componentes a modo de asegurar esto.
Ahora debemos determinar el valor de la R1. El mismo buscaremos que,
ignorando la corriente de base del 2N2222 Q3, nos permita saturar con su corri-
ente a ambos transistores Darlington (Q1 y Q2). Por tanto dicha corriente debe
ser tal que:
ILoad hfeDarlington · IR1
IR1max =
6
500
Si cumplimos con dicha condici´on aseguramos que Q1 y Q2 est´en saturados.
Pasamos ahora a hacer un siguiente an´alisis de malla empleando la LVK:
56 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
VCE1
+ IR1
· R1 + VBE2
= 12 2,5 +
6
500
R1max + 1,5 = 12
⇒ R1 666 [Ω] R1 = 560 [Ω]
Con la elecci´on de esta resistencia, se tiene una corriente de colector en Q3:
IQ3
= 14 [mA]
Habiendo definido el valor de R1, el ´unico valor restante a determinar es el
de R2. La precauci´on a tomar a la hora de elegir al mismo es por un lado la
misma tomada para la elecci´on de R1, con la diferencia que el transistor que
ahora pretendemos saturar es Q3; y por otro, debemos atender a no demandar
m´as corriente de la que puede soportar el integrado. Procedemos ahora a hacer
un an´alisis de la siguiente malla, vali´endonos nuevamente de la LVK:
3.5. PUENTE H 57
VSe˜nal = VBE3 + V γ2 + IR2 · R2
IR1 hfeQ3 · IR2 y IR2 20[mA]
Al darse la primera condici´on estamos cumpliendo a su vez la segunda.
2,5 = 0,7 + 1,5 +
14m
100
R1max
R1max = 2100 [Ω] → R1 = 2 [kΩ]
Finalmente hemos hallado todos los valores de las resistencias y esta ´ultimo
vemos es adecuada a´un al llegar al voltaje m´aximo de la se˜nal y considerando
VBE2 nulo, la corriente que entrega por el integrado estar´a en su rango de
trabajo.
3.5.5. Simulaci´on del Puente H conectado al motor.
Tenemos todo el circuito listo, es tiempo de analizar que ocurre en los tran-
sitorios y por curiosidad en los rangos no definidos, los cuales como ya expli-
camos tratamos de evitar con varias etapas de Triggers. Procederemos a hacer
un an´alisis con pulsos cuadrados, iguales a los que permitir´ıa nuestro astable,
y una simulaci´on param´etrica para observar el comportamiento ante cualquier
se˜nal posible.
58 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Primeramente veamos lo obtenido de la simulaci´on param´etrica.
Tras analizar las mismas no encontramos ninguna sorpresa. Funciona de
3.5. PUENTE H 59
acuerdo y a lo determinado al elegir los componentes, con lo que estamos satis-
fechos con su actuaci´on para los rangos de la se˜nal de control definidos por la
interfaz.
60 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Ahora veamos lo obtenido con la simulaci´on en el tiempo al estimular al
circuito con la onda cuadrada.
Igualmente que tras analizar lo obtenido con la simulaci´on param´etrica, todo
se enmarca en lo esperado. Existen peque˜nos saltos de voltaje debido al inductor
pero nada alarmante, consideramos m´as que suficiente la protecci´on brindada
por los diodos de rueda libre.
3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 61
3.6. Ensamblaje parrilla
La idea en un principio era que la parrilla sea originalmente de altura reg-
ulable en forma manual, y a partir de ah´ı comenzar las modificaciones, pronto
nos dimos cuenta que esto no ser´ıa viable desde el punto de vista econ´omico, ya
que estas parrillas, o incluso las parrillas en general se encuentran a un precio
bastante elevado (rondando los 800000 guaran´ıes las usadas en buen estado),
por lo que finalmente recorrimos ventas de chatarras hasta encontrar una que
parec´ıa ajustarse a nuestras necesidades, estaba oxidada y faltaba terminar al-
gunos detalles, pero base la estaba ah´ı.
Figura 3.6: Parrilla
El armaje ten´ıa un tubo soldado a dos rulemanes que son los que permiten
que el tubo gire para alzar o bajar la parrilla, inicialmente ambos rulemanes
estaban oxidados por lo que tuvimos que aceitarlos con fluido de direcci´on, luego
de dejarlos reposar un tiempo as´ı la resistencia al girar disminuy´o notablemente,
adem´as el tubo que atravesaba el armaje de lado a lado estaba descentrado por
lo cual pedimos al herrero que nos lo cambie y que sea por uno mas fino(para que
suba y baje mas lentamente), tambi´en pedimos al herrero para soldar un tubo
en la parte exterior del ruleman, el cual nos servir´a para soldar los engranajes
que conectaran el motor con la parrilla.
Los engranajes que utilizamos fueron de bicicleta, con una relaci´on de 2 a 1,
utilizamos estos porque eran mucho mas baratos que otros tipos de engranajes,
ya sean de motocicletas u otros, y porque utilizan cadenas comunes que son
f´aciles de a˜nadir, son suficientemente robustas y por supuesto m´as baratas que
cadenas para otro tipo de aplicaci´on, sin contar con que se pueden conseguir en
cualquier ferreter´ıa.
Para el motor el primer requisito es que sea CD (corriente directa) ya que
62 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Figura 3.7: Tubo soldado al exterior del ruleman ya con engranaje
como la parrilla debe subir y bajar lo m´as f´acil ser´ıa un motor CD al cual solo le
invertimos el voltaje en funci´on al sentido que queremos que gire, otro requisito
aunque no tan importante como el primero, es que el motor gire lo m´as lento
posible, ya que el recorrido de la parrilla es corto y no queremos que la alce o
baje muy r´apidamente.
Lo primero que miramos gracias a la sugerencia del profesor fue un motor
de limpiaparabrisas de autom´ovil, este parec´ıa prometedor, pero un examen
de cerca de su reductora revel´o que como los limpiaparabrisas deben girar de
un lado a otro siempre llegando hasta el mismo punto, la reductora ya inclu´ıa
un brazo que hac´ıa este trabajo, por lo cual el motor siempre giraba en un
mismo sentido dejando el trabajo de cambiar el sentido a la reductora. Esto nos
condujo a buscar otro tipo de motor que cumpla nuestras expectativas y tenga
una reductora directa, y esos requisitos los cumpli´o un motor de levantavidrios,
el cual compramos de un desarmadero de veh´ıculos.
Este motor nos pareci´o bastante m´as interesante, ya que aparte de que su
reductora es directa, el motor es m´as robusto. Una vez decidido que utilizar´ıamos
este motor, lo que hicimos es llevar a una torner´ıa para que nos coloque un eje
sobre el cual insertar el otro engranaje de bicicleta.
Cuando ya ten´ıamos el eje y los engranajes, volvimos a la herrer´ıa para
pedirle que nos fabrique el soporte del motor, este deb´ıa estar perfectamente
alineado con el engranaje de arriba para que la cadena pueda girar sin problemas.
Adem´as ideamos un sistema para que el motor pueda subir y bajar sobre un eje,
para que de esta manera sea posible tensar la cadena en cualquier momento,
esto es ´util debido a que las cadenas en general con el uso se aflojan (estiran) y
es necesario ajustarlas.
Otro de los puntos importantes en el dise˜no de la parrilla fue como realizar
3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 63
Figura 3.8: Reductora del motor de limpia parabrisas
los topes de fin de carrera, nos comentaron que existen llaves ya ensambladas
para este fin, pero averiguando en los comercios nos dimos cuenta que todos
ten´ıan una temperatura de funcionamiento < 80◦
, lo cual era insuficiente para
la aplicaci´on que nosotros necesit´abamos, adem´as de ser muy caras, las m´as
baratas rondaban los 60000 guaran´ıes. A consecuencia de esto nos dispusimos a
”fabricar”nuestra propia llave de fin de carrera, para llevar a cabo esto necesita-
mos un cable que resista temperatura, un pegamento para altas temperaturas y
que se comporte como aislante el´ectrico y topes soldados por la parrilla para que
act´uen de soporte; rebusc´andonos logramos conseguir todos esos componentes
y el resultado se puede observar en la figura 3.9 (a´un sin colocar los cables que
soportan temperatura):
El resultado final una vez ensamblada toda la parrilla es as´ı:
64 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Figura 3.9: Tope ya con pegamento aislante
3.7. Motor
El modelo que utilizamos para el motor fue un circuito RL en serie, este
es el modelo m´as simple de un motor de CD ya que no contempla su inercia,
su coeficiente de viscosidad, etc. En un principio nos dispusimos a hallar todos
estos par´ametros, pero luego tras investigar nos dimos cuenta que un modelo con
todos estos par´ametros se utiliza s´olo cuando es de inter´es controlar la velocidad
del mismo; como en nuestro caso este aspecto no era de inter´es el modelo m´as
simple era suficiente.
Tanto para hallar la resistencia, como para hallar la inductancia, es necesario
hacer girar el motor en peque˜nos pasos y tomar varias medidas, esto es porque
la resistencia y la inductancia cambian dependiendo de cual bobinado es el que
estamos midiendo. Luego de obtener todas las medidas, se hace un promedio
para obtener los valores que utilizaremos en las simulaciones.
3.7. MOTOR 65
Figura 3.10: Ensamblaje final
Lectura Num. Inductancia(mH) Resistencia(Ω)
1 1.267 0.90
2 1.453 1.00
3 1.354 1.02
4 1.435 0.97
5 1.280 0.91
6 1.219 0.98
7 1.351 0.91
8 1.290 0.86
9 1.329 0.93
Promedio 1.331 0.94
Para medir la velocidad angular, lo que hicimos fue marcar un punto de
referencia en el engranaje y con un cron´ometro medir el tiempo que tarda en
completar tres revoluciones, luego utilizamos la relaci´on ω = 2πf para hallar
su velocidad angular; esto fue posible ya que la reductora hace girar al motor
tan lentamente como para que el error humano no sea muy significativo en
las medidas. Las medidas las hicimos con un voltaje de fuente de 9 V, esto
es debido a que la fuente que utilizaremos para el trabajo entrega 10 V, pero
tambi´en existe una ca´ıda en los transistores del puente H, por lo que un valor
aproximado del voltaje que caer´a en el motor es 9 V.
66 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Figura 3.11: Dando los ´ultimos toques de pintura
Vueltas Tiempo(s) V. angular (rads/s)
3 6.18 3.049
3.8. MANUAL DEL USUARIO 67
3.8. Manual del Usuario
3.8.1. Panel de Control
El panel de control contiene 4 perillas como se ve en la figura 3.12, en realidad
esto es porque esta versi´on aun es un prototipo, versiones m´as desarrolladas
solo incluir´an 3 perillas (subir, bajar y manual). Pero prosigamos ahora a ver el
funcionamiento del panel que se dispone actualmente.
El ´unico punto a resaltar es que para entrar o salir del modo manual es
preciso seguir el orden que se indica en la figura 3.12, es decir para entrar en
modo manual si se est´a actualmente en modo autom´atico, lo que se tiene que
hacer primero es mover la perilla 3 y luego la perilla 1, una vez hecho esto, ya
se puede utilizar indistintamente las perillas 2 y 4 para subir o bajar la parrilla.
Figura 3.12: Bajar
3.8.2. Precauciones
El peso sobre la parrilla debe ser como m´aximo de 15 kg.
Mantenga la cadena y los rulemanes bien lubricados.
No exponga el panel al calor. Mant´engalo alejado de la parrilla, el mismo no
debe operar con temperaturas mayores a los 700
Celsius.
Guarde la parrilla y el panel bajo techo.
Limpie el equipo tras su uso, asegur´andose de que no queden residuos en las
rejillas de ventilaci´on del panel.
68 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.9. Presupuesto
3.10. CONCLUSI ´ON 69
3.10. Conclusi´on
Este fue el primer proyecto en lo que va de la carrera en que nos sentimos
como verdaderos alumnos de ingenier´ıa electr´onica, vivimos por carne propia el
m´etodo ingenieril, dise˜nando un sistema, probando si funciona y volviendo a la
mesa de dibujo si no era as´ı; siempre se dice que sin equivocarse no se aprende
y nuestra carrera no es la excepci´on, sin embargo debido a que nuestra carrera
lleva el nombre de ingenier´ıa, solucionar problemas es parte de la profesi´on.
Esto adquiri´o especial relevancia durante el desarrollo de este proyecto si
consideramos la gran cantidad de problemas que surgieron, tanto peque˜nos como
grandes; todos ellos representando una barrera para el cumplimiento de nuestros
objetivos. Aprendimos a trabajar con calma y en equipo para solucionar estos
problemas los cuales afrontamos uno a la vez, para de esta manera poder cumplir
lo que nos propusimos, y finalmente lo hicimos.
Tambi´en es necesario resaltar la comunicaci´on que existi´o entre los dos
grandes m´odulos del proyecto, ya que de entrada se defini´o como ser´ıa la in-
terfaz entre ellos, gracias a esto una vez que tuvimos todos los m´odulos listos
por separado no nos surgieron problemas mayores en ese aspecto, siendo todas
las comunicaciones coherentes con lo que hab´ıamos definido previamente.
Otra de las cosas importantes de este proyecto, al menos en nuestro caso en
particular fue que para el desarrollo de la parrilla tuvimos que salir del mundo
laboratorio/facultad e ir al mundo real en busca de precios, gente que entienda
que era lo que quer´ıamos lograr, ser lo suficientemente concretos a la hora de
explicar lo que nosotros quer´ıamos lograr, explorar opciones cuando parec´ıa que
no hab´ıa otra salida mejor, en s´ıntesis se practic´o mucho el trato con personas
fuera del ´ambito acad´emico y m´as en el ´ambito comercial, adem´as nunca es lo
mismo lo que pensas se puede hacer cuando est´as dentro del laboratorio y lo
que en realidad es posible considerando tu situaci´on demogr´afica.
70 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO.
Figura 3.13: Planilla de presupuesto
Ap´endice A
C´odigos de Matlab
A.1. Gr´afica de error relativo.
%formato de n´umero: "formato de ingenier´ıa".
format short eng
% constantes utilizadas en la ecuaci´on
a0=-0.048868252;
a1=19873.14503;
a2=-218614.5353;
a3=11569199.78;
a4=-264917531.4;
a5=2018441314;
%vector de voltajes a partir del cual se obtendr´an las temperaturas.
v=0:1e-6:41.8e-3;
%ecuaci´on que se aproximado a las caracter´ısticas de voltaje-temperatura
%del termopar
temp=a0+a1*v+a2*v.^2+a3*v.^3+a4*v.^4+a5*v.^5;
%nueva figura,
figure(1)
error_relativo=(v./55.2e-6-temp)./temp*100;
plot(temp,error_relativo);
title(’Error relativo considerando caracter´ısticas lineales del termopar’) ;
xlabel(’Temperatura (o
C)’);
ylabel(’Porcentaje de error’ );
grid on
axis([25 300 -100 100]);
71
72 AP´ENDICE A. C ´ODIGOS DE MATLAB
A.2. Aneoxo 2
Bibliograf´ıa
[1] “Sensors and Signal Conditioning”, Second Edition. Ram´on Pallas-Areny;
John G. Webster. A Wiley-Interscience Publication JOHN WILEY &
SONS, INC.
[2] “Electr´onica”. Allan Allan R.
[3] “Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales”
[4] “Complete PCB desing using OrCad Capture and PCB Editor”. Kraig
Mitzner.
[5] www.neoteo.com/puente − h − con − mosfet − para − motores − cc.neo
[6] www.tecnologiaseso.es/pdf/electronicapdf
[7] robots − argentina.com.ar/MotorCCP uenteH.htm
73

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Sistema Avanzado de Control de Asado

  • 1. Universidad Cat´olica “Nuestra Se˜nora de la Asunci´on” Sede Regional Asunci´on Facultad de Ciencias y Tecnolog´ıa Departamento de Ingenier´ıa Electr´onica e Inform´atica Carrera de Ingenier´ıa Electr´onica Tecnolog´ıas Electr´onicas Ing. Fernando Brunetti Ph.D Ing. Jean Guevara. SAMA 1.0 Cabrera, Freddy <mastercientixz@hotmail.com> Machuca, Javier <javier machuk@hotmail.com > Ram´ırez, Pedro <pedroramirez22@gmail.com> Saldivar, Carlos <cjsaldivar@hotmail.com> Sexto Semestre 28 de enero de 2011
  • 2. 2
  • 3. Cap´ıtulo 1 Introducci´on SAMA 1.0(Sistema Avanzado de Monitoreo de Asado versi´on 1.0) es un proyecto llevado a cabo por estudiantes de la carrera de Ingenier´ıa Electr´onica de la Universidad Cat´olica Nuestra Se˜nora de la Asunci´on”, el mismo consiste en la automatizaci´on de una parrilla para asar carne, atendiendo una necesidad de la amplia mayor´ıa de nuestra sociedad. 3
  • 4. 4 CAP´ITULO 1. INTRODUCCI ´ON
  • 5. ´Indice general 1. Introducci´on 3 2. Sensores y L´ogica de Control 7 2.1. Planteamiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 2.2. Mediciones previas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.3. Sensor-Termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 2.3.1. Efecto Seebeck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 2.3.2. Efectos Peltier y Thompson . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 2.3.3. Consideraciones Pr´acticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA . . . . . . . . . . . . . . . . 12 2.3.5. Compensaci´on de la uni´on fr´ıa. . . . . . . . . . . . . . . . 14 2.4. Circuito de acondicionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.1. Aproximaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.4.2. Compensaci´on del termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 2.4.3. Amplificaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 2.4.4. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.5. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.5.1. Variaci´on de la temperartura de cocci´on . . . . . . . . . . 27 2.5.2. L´ogica de accionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 3. Accionamiento. 35 3.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2. Control Digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37 3.3. Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 3.3.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 3.3.2. Negador con Enable. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 3.3.3. Nuestro propio Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 3.4. Circuito Astable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 3.4.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 3.4.2. An´alisis de cada estado semiestable. . . . . . . . . . . . . 47 3.4.3. C´alculo de la frecuencia y periodo de cada estado. . . . . 48 3.4.4. Implementaci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.5. Puente H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 5
  • 6. 6 ´INDICE GENERAL 3.5.1. Introducci´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 3.5.2. Modelo elegido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 3.5.3. Se˜nal de control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 3.5.4. Analis´ıs y dise˜no para la saturaci´on. . . . . . . . . . . . . 54 3.5.5. Simulaci´on del Puente H conectado al motor. . . . . . . . 57 3.6. Ensamblaje parrilla . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 3.7. Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64 3.8. Manual del Usuario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 3.8.1. Panel de Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 3.8.2. Precauciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 3.9. Presupuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 3.10. Conclusi´on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69 A. C´odigos de Matlab 71 A.1. Gr´afica de error relativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71 A.2. Aneoxo 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72
  • 7. Cap´ıtulo 2 Sensores y L´ogica de Control 2.1. Planteamiento. Lo que b´asicamente se requiere realizar es lo mostrado en la figura 2.1. Sensor Requerimien- tos del Sensor Generador de Rango de temperatura Usuario- Regulador de temperatura de Cocción. Temperatura Comparador de Señales Figura 2.1: Diagrama de bloques para el m´odulo de Sensor y Circuito de Control de SAMA. El objetivo consiste en poder realizar un circuito, que con alg´un sensor pueda captar la temperatura en una parrilla, este sensor deber´a estar acondicionada con todos los requerimiento y con una amplificaci´on ideal, adem´as se tiene que de alg´un modo poder captar peticiones de usuario mediante otro sensor (en este caso probablemente un potenci´ometro) y poder realizar comparaciones con las se˜nales que son enviadas por el usuario y las enviadas por el sensor , pudiendo a s´ı una se˜nal de subir el motor, bajar el motor o no hacer ninguna acci´on. 7
  • 8. 8 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL 2.2. Mediciones previas Antes de que se toque a profundidad los m´odulos de circuitos electr´onicos se realizaron ciertas mediciones. Entre ellas y la que se considera m´as importantes (por parte de los dise˜nadores) es la de medir la temperatura ideal de cocci´on, para este proceso se utiliz´o un sensor de temperatura que utiliza ondas infrarro- jas para la medici´on y aparte de esto la larga experiencia de un conocedor de los “secretos del asado”1 . Primeramente se prepar´o todo lo requerido para un asa- do, posteriormente se agreg´o y quit´o carb´on hasta que supuestamente la carne estuviera en su punto ideal de cocci´on, se mantuvo un metal debajo mismo de la parrilla un cierto, luego el metal se quit´o y r´apidamente se midi´o la temperatura del mismo con el sensor mencionado 2.2, se realizaron varias repeticiones y los resultados se muestran en la tabla 2.1. Figura 2.2: Medici´on de temperatura con Sensor infrarrojo. A partir de esta tabla se puede obtener: TPromedio = 150,3333 ≈ 150◦ Celsius (2.1) Los datos que fueron adquiridos aqu´ı ser´an utilizados para realizar aproxima- ciones de la caracter´ıstica tensi´on-temperatura del termopar, adem´as servir´a para poner se˜nalizaciones al usuario para la cocci´on ideal de sus carnes. Adem´as, de este se puede especular el rango de utilidad del sensor. 2.3. Sensor-Termopar Uno de los inconvenientes m´as importantes que se encontr´o durante el desar- rollo del proyecto fue el tipo de sensor a ser utilizado. A principio se utilizar´ıa un 1Saldivar Carlos: Uno de los miembros del grupo de dise˜no
  • 9. 2.3. SENSOR-TERMOPAR 9 Oportunidad Grados Celsius Medidos 1 169 2 145 3 156 4 148 5 130 6 154 Cuadro 2.1: Tabla de Mediciones de temperatura de cocci´on de la carne. PT100 (resistencia variable con la temperatura de platino), este era mucho m´as lineal que el sensor que posteriormente se utilizar´ıa; pero como hubo problemas a la hora de acceder a este sensor, se opt´o por un sensor disponible en el mer- cado nacional y que cumpliera con algunos est´andares. Fue as´ı que se opt´o por la utilizaci´on de un termopar tipo J. A continuaci´on se explican varios´ıtems que est´an vinculadas con el funcionamien- to del termopar. 2.3.1. Efecto Seebeck Consid´erese la uni´on de dos metales distintos y cuyas uniones se encuentran a diferentes temperaturas tal como se muestra en la figura 2.3, en esta configu- raci´on; que se conoce como “termopar” o “termocupla”; se genera una corriente, que a la vez es producida por una fuerza electromotriz , a ´este fen´omeno se le conoce como efecto Seebeck y la energ´ıa por unidad de carga producida en dicho fen´omeno se conoce como fuerza termoelectromotriz (f.t.e.m), este es el voltaje medido por el volt´ımetro de la figura 2.4. Esta f.t.e.m, VAB, es independiente de las resistencias de los metales (como se sabe la corriente es dependiente de este) y de otras caracter´ısticas, su relaci´on con la diferencia de temperatura de las dos uniones est´a dado por: dVAB dT = SA − SB (2.2) donde T es la diferencia de temperatura de las dos uniones, SA y SB son las potencias termoel´ectricas absolutas de A y B. En general S no es constante y var´ıa cuando aumenta T.
  • 10. 10 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL Considérese T+ΔT frac{2}{2} 𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇 Metal A Metal B I Figura 2.3: Disposici´on de metales donde se produce efecto Seebeck. . Considérese T+ΔT frac{2}{2} 𝑻𝑻 + 𝚫𝚫𝑻𝑻 T Metal A Metal B V Figura 2.4: Medida de f.t.e.m. 2.3.2. Efectos Peltier y Thompson Efecto Peltier: si una corriente fluye por una uni´on de dos metales de distintas caracter´ısticas cuyas uniones se encuentran a distintas temper- aturas entonces se produce un calentamiento o enfriamiento de la uni´on, dependiendo del sentido de la corriente, si por ejemplo se tiene la config- uraci´on mostrada en la figura 2.5, al invertir el sentido de la corriente la uni´on de la derecha comenzar´a a calentarse y la uni´on de la izquierda se enfriar´a. Este fen´omeno se describe a trav´es del coeficiente de Peltier πAB entre los materiales, que se define como: πAB = ± Qp I (2.3) donde Qp es la potencia calor´ıfica transformada e I la corriente que fluye por el circuito. Efecto Thompson: en un metal homog´eneo sobre el cual se encuentra presente un gradiente de temperatura y a trav´es del cual fluye una corri- ente; se produce una absorci´on o liberaci´on de calor. Si la corriente fluye
  • 11. 2.3. SENSOR-TERMOPAR 11 Considérese T+ΔT frac{2}{2} Se calienta Se enfría 𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇 − Δ𝑇𝑇 - + Metal A Metal B I Figura 2.5: Efecto Peltier. en el mismo sentido donde fluye el calor, se produce una liberaci´on de calor, en caso contrario se produce una absorci´on de calor. La potencia calor´ıfica debida al efecto Thompson est´a dada por: q = iσ dT dx (2.4) donde dT dx es el gradiente de temperatura longitudinal sobre el metal y σ el coeficiente de Thompson. A trav´es del principio de conservaci´on de Energ´ıa se puede demostrar una relaci´on entre el efecto Seebeck y el efecto Peltier y Thompson, ´este est´a dado por : dVAB dT = dπAB dT + (σB − σA) (2.5) 2.3.3. Consideraciones Pr´acticas Existen unas reglas pr´acticas, que son utilizadas por los dise˜nadores a la hora de realizar aplicaciones con los termopares y que tambi´en son tomadas en cuenta en SAMA. a. Regla de los metales homog´eneos: no se puede conseguir una f.t.e.m. con un solo metal homog´eneo, esto es sin importar la diferencia de tem- peratura que existan alrededor de este metal. Una explicaci´on gr´afica de esto se muestra en la figura 2.6. b. Regla de los Metales Intermedios: si se intercala un tercer metal con otras caracter´ısticas, y esta metal se mantiene a la misma temperatura que tendr´ıa la uni´on si ´este metal no estuviese, entonces la f.t.e.m. a˜nadida es nula, figura 2.7. Esta propiedad permite que comercialmente est´en disponibles termopares que tengan una sola uni´on, y la otra uni´on es la utilizada para realizar la medida correspondiente.
  • 12. 12 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL A B Temperaturas a lo largo del metal A B = T1 T2 T1 T2 T4 T5 T6 T6 T4 T5 Figura 2.6: Regla de los metales homog´eneos. A B Temperaturas a lo largo del metal A B = T1 T2 T1 T2 T4 T5 T6 T6 T4 T5 A B A B = T1 T2 T1 T2 Metal Intermedio Figura 2.7: Regla de los metales intermedios. c. Regla de de las Temperaturas sucesivas El termopar generar´a un f.t.e.m. V1 +V2 cuando las uniones est´en a temperaturas T1 y T3 si generan una f.t.e.m. V1 cuando est´an a T1 y T2, y una f.t.e.m. V2 cuando las uniones est´en a T2 y T3. 2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA El termopar utilizado para el proyecto SAMA 1.0 es el termopst tipo “J”2 , que est´a constituido por la uni´on de dos aleaciones: hierro y constat´an. Este termopar tiene un rango de utilidad 0 a 760 grados Celsius. Una ecuaci´on pr´actica que se puede utilizar para obtener la curva caracter´ıstica temperatura-voltaje de los termopares es la siguiente: T = a0 + a1V + a2V 2 + a3V 3 . . . . (2.6) donde V es el voltaje medido mediante el termopar y T es la temperatura con respecto a 0◦ C. Para el termopar tipo “J” se tienen los siguientes par´ametros: a0 = −0,048868252 a1 = 19873,14503 a2 = −218614,5353 a3 = 11569199,78 a4 = −264917531. a5 = 2018441314; 2Denominaci´on de la ANSI
  • 13. 2.3. SENSOR-TERMOPAR 13 A partir de estos par´ametros y utilizando la ecuaci´on (2.6) se puede obtener la curva caracter´ıstica presentada en la figura 2.8 y en la figura 2.9 se muestra una tabla tabulada para el mismo. A simple vista la figura 2.8 nos da la idea de que 0 100 200 300 400 500 600 700 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura Temperatura (ºC) Voltaje(Voltios) Figura 2.8: Caracter´ıstica Voltaje-Termperatura de Termopar tipo J. una aproximaci´on lineal ser´ıa bastante buena. Los cables que poseen los termopares comerciales son cables compensados, es decir no son del mismo material que constituye la uni´on, son de menor costo que las aleaciones mencionadas, estos agregan un f.t.e.m. despreciable. Algunas im´agenes del termopar son mostradas en la figura 2.10. A continuaci´on se citan algunas caracter´ısticas importantes del termopar adquirido: D´ıametro de vaina protectora: 4.8 mil´ımetros. Largo de vaina protectora: 18.5 cent´ımetros. D´ıametro de rosca de sujeci´on: 12.8 mil´ımetros. Largo de rosca de sujeci´on: 2 cent´ımetros. Largos de cable blindado-compensado: 1.5 metros. Hay que destacar que todos los datos que son expuestos aqu´ı, fueron ex- tra´ıdos de [1] ya que no ha sido posible conseguir una hoja de datos para el Sensor que fue adquirido en mercado nacional, pero se cont´o con el respaldo de un t´ecnico quien dio ciertas caracter´ısticas emp´ıricas del sensor.
  • 14. 14 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL TERMOCUPLA TIPO J milivolts(mV) ◦ C 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 0.000 0.050 0.101 0.151 0.202 0.253 0.303 0.354 0.405 0.456 10 0.507 0.558 0.609 0.660 0.711 0.762 0.813 0.865 0.916 0.967 20 1.019 1.070 1.122 1.174 1.225 1.277 1.329 1.381 1.432 1.484 30 1.536 1.588 1.640 1.693 1.745 1.797 1.849 1.901 1.954 2.006 40 2.058 2.111 2.163 2.216 2.268 2.321 2.374 2.426 2.479 2.532 50 2.585 2.638 2.691 2.743 2.796 2.849 2.902 2.956 3.009 3.062 60 3.115 3.168 3.221 3.275 3.328 3.381 3.435 3.488 3.542 3.595 70 3.649 3.702 3.756 3.809 3.863 3.917 3.971 4.024 4.078 4.132 80 4.186 4.239 4.293 4.347 4.401 4.455 4.509 4.563 4.617 4.671 90 4.725 4.780 4.834 4.888 4.942 4.996 5.050 5.105 5.159 5.213 100 5.268 5.322 5.376 5.431 5.485 5.540 5.594 5.649 5.703 5.758 110 5.812 5.867 5.921 5.976 6.031 6.085 6.140 6.195 6.249 6.304 120 6.359 6.414 6.468 6.523 6.578 6.633 6.688 6.742 6.797 6.852 130 6.907 6.962 7.017 7.072 7.127 7.182 7.237 7.292 7.347 7.402 140 7.457 7.512 7.567 7.622 7.677 7.732 7.787 7.843 7.898 7.953 150 8.008 8.063 8.118 8.174 8.229 8.284 8.339 8.394 8.450 8.505 160 8.560 8.616 8.671 8.726 8.781 8.837 8.892 8.947 9.003 9.058 170 9.113 9.169 9.224 9.279 9.335 9.390 9.446 9.501 9.556 9.612 180 9.667 9.723 9.778 9.834 9.889 9.944 10.000 10.055 10.111 10.166 190 10.222 10.277 10.333 10.388 10.444 10.499 10.555 10.610 10.666 10.721 200 10.777 10.832 10.888 10.943 10.999 11.054 11.110 11.165 11.221 11.276 210 11.332 11.387 11.443 11.498 11.554 11.609 11.665 11.720 11.776 11.831 220 11.887 11.943 11.998 12.054 12.109 12.165 12.220 12.276 12.331 12.387 230 12.442 12.498 12.553 12.609 12.664 12.720 12.776 12.831 12.887 12.942 240 12.998 13.053 13.109 13.164 13.220 13.275 13.331 13.386 13.442 13.497 250 13.553 13.608 13.664 13.719 13.775 13.830 13.886 13.941 13.997 14.052 260 14.108 14.163 14.219 14.274 14.330 14.385 14.441 14.496 14.552 14.607 270 14.663 14.718 14.774 14.829 14.885 14.940 14.995 15.051 15.106 15.162 280 15.217 15.273 15.328 15.383 15.439 15.494 15.550 15.605 15.661 15.716 290 15.771 15.827 15.882 15.938 15.993 16.048 16.104 16.159 16.214 16.270 300 16.325 16.380 16.436 16.491 16.547 16.602 16.657 16.713 16.768 16.823 Figura 2.9: Valores tabulados en mV de la termocupla tipo J. 2.3.5. Compensaci´on de la uni´on fr´ıa. Como ya se dijo anteriormente, comercialmente se proporciona una sola uni´on de metales, y tenemos como salida dos cables, que constituir´an la uni´on fr´ıa, generalmente a partir de metales intermedios. El termopar genera un voltaje a partir de la diferencia de temperatura entre sus uniones, habitualmente las tablas y las f´ormulas de aproximaci´on consideran la uni´on fr´ıa a 0◦ . Lograr que la temperatura de la uni´on fr´ıa sea de cero grados celcius no ser´ıa de gran utilidad, en vez de esto se deber´ıa de tratar de conseguir una soluci´on de manera electr´onica. Consid´erese la situaci´on mostrada en la figura 2.11. Por la regla de los metales intermedios la uni´on fr´ıa estar´a a una temperatura T2 (se considerea que esta temperatura con respecto a 0◦ )Celsius), ya que el circuito de acondicionamiento se considera a la misma temperatura que los cables destinados a ser la uni´on fr´ıa. A partir de la ecuaci´on (2.2) tendr´ıamos lo siguiente: dV dT = SHC (2.7)
  • 15. 2.3. SENSOR-TERMOPAR 15 (a) Vista lateral (b) Vista con cables de compensaci´on. (c) Vista frontal. Figura 2.10: Im´agenes de Termopar adquirido. Circuito de acondicionamiento Metales intermedios T1 T2 Figura 2.11: Diagrama del termopar a un circuito de acondicionamiento.
  • 16. 16 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL donde SHC coeficiente de Seebeck de la uni´on Hierro-Constat´an y T constituye la diferencia de temperatura de las uniones. Una buena aproximaci´on es considerar que SHC es constante. Entonces se tendr´a: V = SHCT = SHCT = SHC(T1 − T2) = SHCT1 − SHCT2 (2.8) A partir de (2.8) se puede conseguir: T1SHC = V + SHC ∗ T2 (2.9) Seg´un (2.9) se puede obtener T1 si de alguna manera se logra medir T2, esto se logra usando otro sensor; como generalmente T2 es mucho menor que T1, se utiliza un sensor de temperatura de mucho menor rango para realizar esta medida. Luego de todo lo dicho se presenta el diagrama de la figura 2.12 que consti- tuye las operaciones que se tendr´ıan que realizar para medir adecuadamente la temperatura T1. El sensor utilizado debe ser uno que no tenga la necesidad de T1 T2 Sensor secundario encargado d medir T2 Acondiciona- dor para Suma Sumador Amplificador de Señal Figura 2.12: Diagrama para Compensaci´on de la uni´on fr´ıa del termopar. ser compensado (o sino se producir´ıa un ciclo infinito), a continuaci´on la se˜nal de este sensor debe ser acondicionada de tal manera que sea igual o aproximada- mente igual a la se˜nal de un termopar cuya uni´on fr´ıa se encuentre a 0◦ Celsius, luego se utiliza un sumador para poder tener (2.9), luego esta Se˜nal es env´ıada al circuito de acondicionamiento de se˜nal. Es importante destacar que este pro- ceso de suma se puede realizar antes o despu´es del proceso de acondicionmiento para el termopar. En secciones posteriores se mostrar´a como se implementa el proceso que se mencion´o a nivel de circuitos.
  • 17. 2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 17 2.4. Circuito de acondicionamiento 2.4.1. Aproximaciones. Se realizar´a una aproximaci´on lineal de la caracter´ıstica tensi´on-temperatura del termopar, utilizando la tabla de la figura 2.9 y considerando que la temper- atura de cocci´on ideal est´a cerca de los 150 grados celsius: V150◦C−140◦C = 8,008mV − 7,457mV 150◦C − 140◦C = 55,1µV/◦ C V160◦C−150◦C = 8,560mV − 8,008mV 160◦C − 150◦C = 55,2µV/◦ C Vprom = 55,2µV + 55,1µV 2 = 55,15µV/◦ C = 55,2µV/◦ C Entonces se aproxima 55.2 µV/◦ C la caracter´ıstica tensi´on-temperatura del ter- mopar, la gr´afica de aproximaci´on se muestra en la figura 2.13 junto a la gr´afica obtenida mediante la ecuaci´on 2.6. Para medir el grado de error que se tiene se utilizar´a la definici´on de error 0 50 100 150 200 250 300 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02 Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura Temperatura (ºC) Voltaje(Voltios) Curva real Curva Aproximada Figura 2.13: Curva real y aproximada. relativo en porcentaje: E = Valor obtenido − Valor Real Valor real × 100 (2.10) Con esto se analiza el “impacto del error” que se comete en la aplicaci´on. Para realizar una gr´afica del error relativo en funci´on de la temperatura se utiliza Matlab3 , obteni´endose la gr´afica de la figura 2.14. 3El c´odigo se puede ver en Anexos
  • 18. 18 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL 50 100 150 200 250 300 -100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 Error relativo considerando características lineales del termopar Temperatura (ºC) Porcentajedeerror Figura 2.14: Error relativo en funci´on de la temperatura Real. Se hace esto de 25 a 300 ◦ Celsius. Se ve en la gr´afica que a medida que trabajemos a altas temperaturas la aproximaci´on es m´as valedera y los errores que podr´ıan generarse son de poca importancia, para dicha temperatura. A continuaci´on se describir´an todos los m´odulos electr´onicos de SAMA 1.0. 2.4.2. Compensaci´on del termopar Para que ocurra el efecto Seebeck a la medida de las temperaturas, es nece- sario mantener una de las uniones a una temperatura de referencia, en este caso se utiliza para el efecto la denominada compensaci´on electr´onica de la uni´on de referencia el cual consiste en dejar que la uni´on de referencia sufra las varia- ciones de la temperatura ambiente, pero ´estas se detectan con otro sensor de temperaturas, dispuesto en la vecindad de la uni´on de referencia, y se suma una tensi´on igual a la generada en la uni´on fr´ıa. Para SAMA 1.0 se utiliz´o un sensor de temperatura integrado para llevar a cabo el proceso de compensaci´on, es el LM35, que tiene un rango de medici´on de -55◦ C a +150◦ C figura (2.15), con una configuraci´on que se describir´a a continuaci´on. El LM35 env´ıa valores lineales de tensi´on en funci´on de la temperatura, por ejemplo +250mV en valor el´ectrico, indican +25◦ C en valores termicos, la salida es de 10mV/◦ C, como lo mencionado anteriormente sobre la termocupla tipo J, que su valor de salida cerca de los 150◦ C(cocci´on ideal de la carne), es de aproximadamente 55,2µV/◦ C, la compensaci´on consiste en utilizar al LM35 como temperatura de referencia, por lo tanto, ´estos 10mV/◦ C que tiene, debe reducirse a la escala de la termocupla, es decir a los 55,2µV/◦ C, por ello es que est´an las dos resistencias(R1 y R2) en serie como divisor de tensi´on,se elijen los siguientes valores de resistencias:
  • 19. 2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 19 R1 TC(−) R2 LM35 +4V a +20V Figura 2.15: Compensaci´on para la termocupla tipo J. R1 = 56Ω R2 = 10kΩ De tal manera a que: VT C(−) = VLM35 ∗ 56Ω 56Ω + 10kΩ = 5,5688 ∗ 10−3 ∗ VLM35 Si suponemos que la temperatura medida por el LM35 es de 1◦ C, el valor en tensi´on lanzado en su salida ser´a de 10mV , adem´as suponiendo tambi´en que la termocupla est´a a la misma temperatura, su salida ser´ıa de 55,2µV , entonces: TC(−) = 10mV ∗ 56Ω 56Ω + 10kΩ = 55,688µV (2.11) Este valor indica que mediante el divisor de tensi´on hecho en la salida del LM35 se logra que aproximadamente(los c´alculos no se ajustan con precisi´on por los valores de resistencias disponibles en el mercado), el valor de la salida tomada en TC(−) sea de unos 55,688µV/◦ C que es un valor muy cercano a la salida de la termocupla. 2.4.3. Amplificaci´on Amplificadores Operacionales B´asicamente un amplificador se puede representar por el circuito de la figura 2.16 Donde Zi es la impedancia de entrada del circuito, A es la ganancia en lazo abierto del amplificador , Zo es la impedancia de salida del circuito y Vd es la diferencia potencial en las entradas del amplificador. El modelo de la figura 2.16 es tambi´en utilizado para el AO4 , que generalmente posee valores muy grandes de impedancia de entrada y ganancia de lazo abierto. Generalmente se utilizan configuraciones especiales para poder controlar la ganan- cia de un sistema que posee configuraciones especiales, ´estas se basan principale- mente en principios de realimentaci´on, espec´ıficamente realimentaci´on negativa. El s´ımbolo del amplificador operacional se muestra en la figura 2.17, la entrada rotulada “-” se denomina “entrada inversora” y la entrada rotulada “+” es la “ entrada no inversora”. 4Abreviaci´on de Amplificador Operacional
  • 20. 20 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL iZ oZ dAV     dV oV Figura 2.16: Modelo de un Amplificador − +v+ v− vo Figura 2.17: S´ımbolo del amplificador. Como la impedancia de entrada del AO es de valor muy elevado la corri- ente de entrada se puede considerar 0 amperios, lo que tambi´en implicar´ıa que el voltaje diferencial entre la entrada inversora y la no inversora es 0 voltios, entonces para realizar el an´alisis con amplificadores operacionales consideramos que no fluye corriente en las entradas del mismo y que las entradas est´an al mis- mo potencial, esta consideraci´on se conoce como “restricci´on de punto suma”. Amplificador no inversor Se analizar´a ahora la disposici´on de amplificador no inversor mostrada en la figura 2.18, que es el que ser´a utilizado en SAMA. Utilizando la restricci´on de punto suma, se sabe que la entrada se encuentra al mismo potencial que la entrada no inversora. Utilizando esto, podemos aplicar la ley de corrientes de Kirchoff se consigue: Vi RA + Vi − Vo RB = 0 (2.12) de 2.12 se obtiene: Vo = 1 + RB RA Vi (2.13) Se debe elegir RB Y RA de tal manera a obtener la ganancia deseada, pero antes de pasar a la elecci´on de ´estas resistencias se pasar´a al an´alisis de algunas caracter´ısticas que conciernen a los amplificadores operacionales.
  • 21. 2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 21 + + - - AR BR iV oV Figura 2.18: Amplificador no Inversor Desviaciones en amplificadores operacionales En la pr´actica los amplificadores operacionales est´an constituidos interna- mente por transistores y estos agregan ciertos errores a la hora de realizar medi- ciones. Entre los causantes de estos errores tenemos a la corriente de polarizaci´on IB, la corriente de offset Ioff y el voltaje de offset Voff , estos son mostrados en la figura 2.19. La corriente de polarizaci´on, se debe a los transistores internos, estos como se sabe, necesitan ser polarizados de alguna manera, la corriente de polirazaci´on est´a rotulada IB+ e IB− para las corrientes de polorizaci´on de la entrada no inversora e inversora respectivamente. La corriente de de offset es debida a que las corrientes de polarizaci´on no son iguales y est´a definada por: Ioff = IB+ − IB− (2.14) El voltaje de offset modela el hecho de que cuando se tiene una entrada difer- encial de 0 Voltios la salida del amplificador no es 0 Voltios. Se analizar´a ahora como afecta estas desviaciones al amplificador no inversor, para ello se aplicar´a el principio de superposici´on. Se Voff por un corto circuito, Ioff 2 por un circuito abierto, y simplemente vemos las corrientes de polarizaci´on. Adem´as se supone que el voltaje de entrada es de 0 voltios pero que esta fuente de entrada es tiene una resistencia de salida
  • 22. 22 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL + - BI BI 2 offI ffV0 Figura 2.19: Modelo para las desviaciones del AO. representado por Rint. Con todas las consideraciones mencionadas se tendr´ıa el circuito de la figura 2.20. El potencial en la entrada no inversora estar´a dado por : V+ = −IB+Rint (2.15) Y aplicando LCK 5 : V+ RA + V+ − Vo RB + IB− = 0 (2.16) de 2.15 y 2.16 se obtiene: Vo = −Rint ∗ IB+( RB RA + 1) + IB−RB (2.17) De 2.17 se ve que se puede reducirVo reduciendo RB , esto es manteniendo esta resistencia para obtener la ganancia deseada, si IB+ = IB− se podr´ıa conseguir que los efectos de la corriente de polarizaci´on sean anulados, no se utiliza este m´etodo por que en general IB+ = IB−, entonces se considera que la mejor man- era de reducir los efectos de las corrientes de polarizaci´on es reduciendo RB y tambi´en Rint. Seguidamente se pasivar´an las corrientes de polarizaci´on y el voltaje de offset y se ver´a solo el efecto de la corriente de offset, entonces se tiene el circuito de 5Ley de corrientes de kirchoff
  • 23. 2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 23 + - BI AR BR oV BI BI + - AR BR intR Figura 2.20: Circuito equivalente para an´alisis de efecto de Corriente de polar- izaci´on. la figura 2.21 de la cual se puede obtener que: Vo2 = − Ioff 2 Rint( RB RA + 1) − Ioff 2 RB (2.18) Los efectos del voltaje de offset no pueden ser reducidos, aunque si son con- siderados constantes se pueden obtener circuitos de calibraci´on para compensar su efecto, pero en la realidad no son constantes y dependen de muchas variables, tales como la temperatura, corriente de alimentaci´on,etc.
  • 24. 24 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL AR BR oV + - 2 offI intR Figura 2.21: Circuito equivalente para an´alisis de efecto de Corriente de Offset. Elecci´on de resistencias A partir de lo analizado en la secci´on anterior, se nota claramente que es mejor trabajar con resistencias de poco valor “´ohmico”, ya que ayudan a que las corrientes de desviaci´on de los amplificadores operacionales no afecten de manera considerable en la ganancia deseada. Por mencionar otro factor, el ruido metido por las resistencias de poco valor es menor, esto se da por ejemplo en el caso del ruido Johnson o ruido t´ermico, este tipo de ruido es producido por el movimiento aleatorio de electrones en el material resistivo, est´a dado por 2.19, este da el ruido en rms (ra´ız media cuadr´atica). Rrms = 4kRT(f2 − f1) (2.19) donde k : Constante de Boltzman R : Resistencia T : Temperatura absoluta del resistor (f2 − f1) : Ancho de banda del ruido Amplificaci´on de la se˜nal de la termocupla Una vez explicado detalladamente el proceso de compensaci´on de la ter- mocupla, procedemos a abordar el tema de la amplificaci´on de los valores da- dos por el termopar, recordemos que ´este es 55,688µV/◦ C, hallado anterior- mente, se define por los dise˜nadores que cada grado cent´ıgrado de temperatura, est´e representado por 10mV, en otras palabras, la salida del amplificador ser´a de 10mV/◦ C, se utilizar´a para el caso de amplificaci´on, los llamados amplificadores operacionales, considerando pues que las tensiones a ser amplificadas ser´an muy
  • 25. 2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 25 peque˜nas(valores dados por la termocupla), el AO utilizado debe ser muy pre- ciso, con bajo offset de corriente y tensi´on de entrada y propenso a fen´omenos como ruido externo para que ´estos no afecten en gran manera la etapa de am- plificaci´on describida a continuaci´on. De los c´alculos hechos recientemente, se concluy´o que la termocupla ofrec´ıa una respuesta a la temperatura de 55,688µV/◦ C, como lo deseado es que la salida de la etapa de amplifiaci´on sea de 10mV/◦ C se procede a hallar la ganancia que debe tener tal dise˜no de AO. G = Vo Vi = 10mV/◦ C 55,2µV/◦C = 181,159 (2.20) El siguiente gr´afico es la configuraci´on del amplificador fig.(2.22): 1Ω 180Ω − +TC(+) Out -12 V +12 V 47nF Figura 2.22: Configuraci´on de la etapa de amplificaci´on de los valores del ter- mopar. Tal configuraci´on de amplificador, tiene una ganancia representada como: G = 1 + RF RA = 1 + 180Ω 1Ω = 181 (2.21) El capacitor en tal configuraci´on no es m´as que para disminuir en lo posible el ruido que puede ingresar a esta etapa por medio de la salida positiva del termopar. Varios an´alisis y pruebas extensas en el laboratorio, comprobaron que el amplificador operacional OPA27, cortes´ıa de TEXAS INSTRUMENTS es ideal para esta aplicaci´on, pues posee un offset de entrada de 100µV como valor m´aximo y otras caracter´ısticas apreciables. Configuraaciones alternativas Se probaron otras disposiciones de amplificadores operacionales , que esta- ban configuradas para autocompensarse, entre ellas se destaca el amplificador
  • 26. 26 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL diferencial mostrado en la figura 2.23. Esta configuraci´on fue probada varias + + - - Entrada de terminal positivo de termopar Figura 2.23: Circuito amplificador diferencial veces cuando no se dispon´ıa del OPA 27, pero no dio resultados positivos en la hora del montaje. 2.4.4. Resultados En la figura 2.24 se muestra una imagen donde se est´a midiendo la temper- atura ambiente con varios instrumentos, entre ellos ya se encuentra el termopar con el circuito de acondicionamiento. De izquierda a derecha los mult´ımetros Figura 2.24: Resultados. miden la temperatura lanzada por el: LM 35, Termopar directamente conecta- do al tester, Termopar con amplificador no inversor, termopar con amplificador diferencial . Suponiendo que el LM35 entrega correctamente el voltaje que indica la temper- atura correcta, en este caso 29.1 grados Celsius, el que m´as se aproxima al valor
  • 27. 2.5. CIRCUITO DE CONTROL 27 real es el del amplificador no inversor. Adem´as el amplificador diferencial era extremadamente inestable, raz´on por la cual se decidi´o utilizar el amplificador no inversor, cuya funcionalidad se present´o extensamente ya en las secciones anteriores. 2.5. Circuito de control 2.5.1. Variaci´on de la temperartura de cocci´on La se˜nal de referencia se genera con la siguiente l´ogica: si se tiene una tem- peratura de cocci´on del asado por ejemplo 150 grados celsius , entonces para esta temperatura tendr´ıamos un voltaje que represente esa temperatura a este voltaje, se le llama V(150 grados). Entonces las se˜nales de referencia se ponen a V(150+5 grados) y V(150-5 grados). Se hace que el usuario especifique la temperatura de V(150+5 grados) y a este se le resta V(10 grados) para obtener el rango de trabajo. Hasta aqu´ı ya tenemos la base primordial de todo el proyecto, la parte sen- sores y su respectivo acondicionamiento, pues si no fuesen en lo posible exactos estos m´odulos, no ser´ıa provechosa realizar las dem´as, es fundamental pues, que los valores medidos deben ajustarse al m´aximo a los valores reales de cocci´on. Primeramene la fase de compensaci´on y luego la de amplificaci´on, de aqu´ı en m´as, los m´odulos descritos est´an orientados m´as a la parte de se˜nales para el accionamiento(motores) e interfaz con el/la usuario/a(definici´on de la temper- atura de cocci´on). Primeramente se explicar´a el proceso con el cual el usuario de SAMA 1.0 puede elegir una temperatura de cocci´on deseada. Observando la figura 2.25, se puede notar a la izquierda una serie de resistores y un potenci´ometro, es- ta parte del circuito est´a dise˜nado para realizar un divisor de tensi´on y con el potenci´ometro definir el rango al cual ser´a definido, es decir si el cursor del potenci´ometro estuviera al m´ınimo, la tensi´on en ella ser´ıa 0V , por ser practi- camente un corto circuito entre el cursor y el pin que est´a a tierra, en cambio si el cursor estuviese al m´aximo(los 20kΩ entre cursor y tierra), la tensi´on ser´ıa: Vcursor = 20kΩ ∗ 12V 20kΩ + 12kΩ + 2,2kΩ + 47kΩ = 2,955V (2.22) Por lo tanto el rango definido de la tensi´on en el cursor del potenci´ometro es de Vcursor = 0V a 2,955V , recordando los c´alculos para la etapa de amplificaci´on de las se˜nales de la termocupla fue de 10mV/◦ C, estos valores hallados con la configuraci´on de resistores en serie y el potenci´ometro, representa t´ermicamente a un rango que es de 0◦ C a 295.5◦ C. Observando de vuelta la figura 2.25, la siguiente asociaci´on de resistores se realiza de tal manera a que con el divisor de tensi´on se obtenga aproximadamente 0.1V o termicamente 10◦ C: Vref = 12V ∗ 100 100 + 12kΩ = 0,099V (2.23)
  • 28. 28 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL 20kΩ 2k2Ω 12kΩ 47kΩ +12V 100Ω 12kΩ +12V − + -5 V +5 V − + -5 V +5 V − + -5 V +5 V R4 R3 R1 R2 Up Down Figura 2.25: Circuito de se˜nal de accionamiento y selecci´on de temperatura. Los dos operacionales que est´an conectados a los divisores de tensi´on de- scritos, tienen una configuraci´on de seguidor de tensi´on, para que estos vean una alta impedancia en las terminales de los operacionales y al acoplar a otra parte del circuito(siguiente configuraci´on de operacional) no se vean afectados de ninguna manera. Por ultimo se encuentra el operacional que contiene las salidas de los seguidores de tensi´on, tal configuraci´on es un amplificador diferencial, Suponiendo que el amplificador operacional es ideal, y que R4/R3 = R2/R1, se puede observar que la tensi´on de salida es una constante multiplicada por la se˜nal diferencial de entrada (Vup − Vref ), es decir. VDown = R2 R1 (VUp − Vref ) (2.24) Para el efecto se elijen R4 = R3 = R2 = R1 = 100Ω, de tal manera que la salida es la diferencia de ambas tensiones de entrada y la constante es la unidad. Con esto se logra que la salida VDown sea 10◦ C menor que la temperatura de cocci´on elejida por el usuario, lo que se desea es que exista un rango a la cual las se˜nales de accionamiento no sean enviadas, esto ser´ıa si la termocupla se encontrase a ±5◦ C de la temperatura elejida. Los amplificadores operacionales elejidos para este bloque es el LM324
  • 29. 2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 29 2.5.2. L´ogica de accionamiento Ahora estas dos se˜nales Up y Down son enviadas a un bloque de com- paradores, donde se definen si la termocupla est´a a sobretemperatura(mayor a la temperatura elejida) o a subtemperatura(menor a la temperatura elejida), v´ease la figura 2.26. − +Down -12 V +12 V − + Up -12 V +12 V 1kΩ +5 V Signal to Down 1kΩ +5 V Signal to Up Out Figura 2.26: Comparador para comprobar el estado del sensor. Ambos comparadores tienen la misma referencia de entrada Out, que es la salida de la etapa de amplificaci´on del termopar explicada en secciones anteriores figura 2.22, entre sus otras entradas Up y Down existe 0.1V de diferencia o 10◦ C, este es el rango en el cual no existe una se˜nal para bajar o subir, es decir la parrilla se mantiene quieta; las salidas Signal to Up y Signal to Down, son las se˜nales de accionamiento para los motores. el comparador utilizado para esta operaci´on es el LM2901. En la figura 2.27 se muestra los resultados de una simulaci´on (utilizando Pspice ) con una entrada al amplificador de 1 milivoltios. 2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos El dise˜no de la placa es otro de los paso m´as importantes en la placa de acondicionamiento de una se˜nal, especialmente si se trabaja sobre se˜nales muy
  • 30. 30 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL Figura 2.27: Simulaci´on del amplificador con una entrada de 1mV.
  • 31. 2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 31 chicas tales como el termopar. El dise˜no de la placa es realizado con la her- ramienta Layout6 . En la figuras 2.28 y 2.29 se muestran im´agenes donde se muestran las capas Top y Bottom respectivamente, es decir las caras superior e inferior de la placa. Se puede notar que la capa superior es utilizada simplemente para realizar puentes, la mayor parte de las conexiones se encuentran en la parte inferior de la placa. Figura 2.28: Dise˜no de Placa-top. Con lo que respecta a la disposici´on de los componentes, lo que se trata de hacer es agrupar los componentes de acuerdo al m´odulo al cual corresponden, se distinguen en la placa claramente las etapas de entradas - compensaci´on- amplificaci´on-generador de se˜nales-l´ogica de control y salidas. En el cuadro 2.2 se muestra una tabla donde se especifican las dimensiones que conciernen a la placa, se trata de especificar todas las dimensiones relevantes. En la tabla 2.3 se muestran algunas caracter´ısticas importantes de encapsu- lado de componentes. En la fig 2.30 se muestra la placa terminada y con los componentes ya sol- dados. 6Se asume que el lector tiene cierto conocimiento sobre herramientas de Dise˜no de Placas
  • 32. 32 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL Figura 2.29: Dise˜no de Placa-Bottom. Característica Medida en mm Medida en mil=0.1 pulgadas Dimensiones de placa: Ancho de placa 77.9 3062 Largo de placa 82.8 3297 Grosor de pistas: Alimentación 0.76 30.0 Conexión de Componentes 0.51 20.0 Separaciones Pista a pista 0.508(mínimo) 20(mínimo) Pista a vía 0.31(mínimo) 15(mínimo) Pista a pad 0.31(mínimo) 15(mínimo) Plano de tierra (copper pour): Clearance 0.3 12.0 Cuadro 2.2: Tabla de algunas dimensiones importantes.
  • 33. 2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 33 Componente Encapsulado-Característica Cantidad de Pines OPA 27-Amp. Op Dual-In-Line Plastic Packages (PDIP) 8 Lm 2901-Comparador Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14 Lm 324-Amp Op Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14 Lm 35-Sensor de Temperatura Plastic Package 3 Resistencias De inserción-axiales 2 Condesadores De inserción-radial 2 Cuadro 2.3: Caracter´ısticas de encapsulado de componentes. Figura 2.30: Placa terminada con los componentes ya soldados.
  • 34. 34 CAP´ITULO 2. SENSORES Y L ´OGICA DE CONTROL
  • 36. 36 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. 3.1. Introducci´on El m´odulo de accionamiento del motor fue desarrollado tras definir y afer- rarse a una interfaz para comunicar este m´odulo con el m´odulo del sensor. La misma fue la primera cuesti´on a definir y fue la que permiti´o el desarrollo in- dependiente de ambos m´odulos, hecho que agiliza el desarrollo del mismo al volverlo independiente. Como veremos cada subm´odulo de esta secci´on fue de- sarrollado siguiendo esta misma tem´atica de independizar los mismos. La idea b´asica este m´odulo desarrollado es que tras recibir la se˜nal de subir o bajar el mismo active el motor de CC con una polaridad u otra, adem´as de permanecer en reposo cuando ambas se˜nales est´en bajas. Estas se˜nales se emiten por convenci´on por v´ıas distintas y est´an a 5 [V] en modo activo y 0 [V] para reposo. El trabajo desarrollado no se limita solo a esto, sigue con medidas de con- tenci´on de errores, el desarrollo de una interfaz para que al usuario le sea posible mover la parrilla accionado el motor, implementar un reloj, entre otras cosas ya menos importantes detalladas a profundidad m´as adelante en este informe. Las metas al emprender esta labor son claras y el trabajo fue apuntando a las mismas atendiendo a no dispersarse en otras cosas ya que el tiempo disponible para el desarrollo es limitado. Prioridad uno es el funcionamiento del m´odulo, luego es el precio y por ´ultimo pero no dejado de lado la est´etica del mismo.
  • 37. 3.2. CONTROL DIGITAL 37 3.2. Control Digital Para el movimiento del motor utilizamos un circuito de control digital, de esta manera, el objetivo es que este circuito reciba la se˜nal del sensor de temper- atura o de los pulsadores manuales y de acuerdo a si el habilitador est´a encendido o apagado, pase o no esta se˜nal al puente H para mover el motor, tambi´en de- ber´a realizar un control de las se˜nales que nos env´ıa el sensor de temperatura, ya que estas no deben coincidir al mismo tiempo en un nivel l´ogico alto. Ese es el objetivo de forma general, ahora veremos c´omo logramos que se comporte as´ı de manera m´as detallada. Como primer punto a detallar tenemos el habilitador, el cual consideramos solo como una entrada al realizar la simpli- ficaci´on por Karnaugh pese a que recibe dos se˜nales, una del circuito astable y otra para utilizar el control manual, esto hicimos porque desde el punto de vista de la transferencia de se˜nal al motor no importa cual de los modos est´a activo, s´olo importa si se debe pasar la se˜nal o no. Ahora generaremos la tabla de verdad para que el circuito deje pasar la se˜nal s´olo cuando el habilitador est´a activado. N´otese que en este punto a´un no tomamos en cuenta el hecho de que las se˜nales de subir y bajar se pudieran activar al mismo tiempo, esto haremos m´as adelante. E D T Out 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1 0 E: Habilitador; D: Se˜nal bajar; T: Se˜nal tope inferior; Out: Salida Ahora realizamos lo mismo para la se˜nal de subir. E U T Out 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1 0 E: Habilitador; U: Se˜nal subir; T: Se˜nal tope superior; Out: Salida Realizando la simplificaci´on por Karnaugh las salidas nos quedan se la sigu- iente manera: OutDown = EDT y OutUp = EUT respectivamente, aqu´ı clara- mente podemos observar que lo que quer´ıamos lograr se puede alcanzar con s´olo
  • 38. 38 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. una compuerta NOT y una compuerta AND de tres entradas, en la pr´acti- ca lo que utilizamos es una compuerta NAND y una compuerta NOT con SmithTrigger para de esta manera poder utilizar el fen´omeno de hist´eresis para mejorar la onda cuadrada de nuestro circuito astable, a consecuencia de esto nuestras salidas no son OutDown y OutUp, sino OutDown y OutUp, esto no tiene importancia porque m´as adelante veremos que el circuito funciona con l´ogica negada, adem´as de controlar s´olo el sentido en que gira el motor y esto tambi´en depende de como conectemos al final el motor. Aqu´ı est´a como imple- mentamos finalmente esta parte del circuito: Figura 3.1: Bajar Figura 3.2: Subir Ahora que ya tenemos el circuito para dejar pasar la se˜nal s´olo cuando el habilitador est´a activo, nos concentraremos en el habilitador, en este caso lo ´unico que necesitamos es un circuito que cuando el circuito astable est´e en su nivel bajo y el switch manual tambi´en est´e desconectado, nos devuelva un ”0”l´ogico. Debido a que aqu´ı tambi´en utilizamos la compuerta NOT para hacer uso de su SmithTrigger y para utilizar el mismo integrado que ya necesitamos en la anterior parte digital tambi´en utilizamos una compuerta NAND en esta ocasi´on, de este modo nuestra tabla de verdad nos queda de la siguiente manera:
  • 39. 3.2. CONTROL DIGITAL 39 U T Out 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 y el circuito nos queda como se ve en la figura 3.3. Figura 3.3: Habilitador Una vez que ya tenemos todo el circuito que env´ıa la se˜nal de control al puente H, lo que nos queda por hacer en la parte digital es dise˜nar uno que impida que ambas se˜nales (la de subir y la de bajar) se activen al mismo tiempo, lo cual ser´ıa fatal para los transistores del puente H. Para dise˜nar el circuito entonces lo primero que hacemos es la tabla de verdad que nos queda de la siguiente manera: U D S0 S1 0 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 Nuevamente al resolver la tabla de verdad anterior por Karnaugh las sali- das nos quedan as´ı:S0 = UD y S1 = DU, con lo cual el circuito nos queda directamente as´ı: Por ´ultimo ensamblando todos los circuitos anteriores esto nos queda como se ve en la figura 3.5 :
  • 40. 40 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Figura 3.4: Verificador Figura 3.5: Circuito digital completo 3.3. Three State 3.3.1. Introducci´on A manera de tener una ´unica entrada en el circuito digital para las ordenes de subir y bajar, decidimos emplear three states para las se˜nales emitidas por el sensor. Para las emitidas por las llaves manuales haremos el mismo trabajo de los three states pero de manera mec´anica. En orden a elevar nuestros conocimientos y llevar a la pr´actica cuestiones relacionadas a lo aprendido en el curso de .El ectr´onica 1”decimos no utilizar un integrado, sino que construir el mismo con componentes discretos. El dise˜no del mismo fue propio ya que los esquem´aticos que hab´ıamos encontrado al investigar sobre el tema requer´ıan un considerable n´umero de componentes al punto de no justificar la relaci´on de espacio y costo que sumaban los mismos versus lo ganado al analizar un circuito. Por este motivo dimos un paso m´as adelante y nos dispusimos a dise˜nar de cero el circuito.
  • 41. 3.3. THREE STATE 41 3.3.2. Negador con Enable. El requerimiento b´asico a tener en cuenta de manera a no estropear la labor de nuestros compa˜neros encargados del sensor era que este circuito tuviese una gran impedancia de entrada. Lo primero que vino en mente fue hacer sencilla- mente que la se˜nal, de ahora en m´as referida igualmente como entrada, saturace o pusiese en corto a un transistor; una cl´asica aplicaci´on del mismo como llave. Fue as´ı como pasamos a analizar el siguiente modelo: Para cumplir con las especificaciones pautadas, RB debe tener un valor ele- vado. Determinamos que unos 100 [kΩ] ser´ıa suficiente tras el siguiente an´alisis para determinar la corriente que demandamos al modulo del sensor con la mayor entrada. VEntradaMAX = VBESAT + IRB · RB 5 = 0,7 + IRB · 100k IRB = 43 [µA] Ahora debemos determinar el voltaje al cual queremos que nuestro transistor sature. Sabemos por investigar en datasheets de integrados que un valor com´un a partir del cual una se˜nal se considera como 1 (uno) l´ogico es 2.5 [V], por este motivo buscamos a continuaci´on que el transistor sature con una entrada de valor cercano al mismo. Debemos hallar para proseguir el valor de IRB en estas condiciones. VHightmin = VBESAT + IRB · RB 2,5 = 0,7 + IRB · 100k IRB = 18 [µA] Considerando hfeQ = 100 y la se˜al activa del enable de 5 [V]
  • 42. 42 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. VEnableHight = RC · IRC IRC = hfeQ · [IRB IRC = 1,8 [mA] → 5 = 1,8m · RC RC = 2,78[kΩ] Finalmente nos decidimos por disponibilidad por una resistencia de 2,2 [kΩ]. El transistor no debe tener nada de especial, utilizaremos el 2N2222, ya que es el mismo utilizamos en varias casos en el desarrollo del proyecto (disminuye costo en compra de componentes de repuesto). Pasamos a analizar ahora el circuito que dise˜namos hasta el momento. No- tamos que el mismo se comporta como un negador, pero el gran problema que surge es que al estar el Enable en 0 [V], la salida opuestamente a lo desado, siempre ser´ıa igual al, mal llamado en este caso, Enable. Esto aparentemente nos tira al tacho toda la labor realizada hasta el momento, pero tras buscar por un tiempo la soluci´on nos entramos con ella. 3.3.3. Nuestro propio Three State El modelo que soluciono nuestros problemas, cumpliendo cabalmente nues- tras expectativas, es sencillamente un duplicado de nuestro ”Negador con En- able¸conectado a la salida del anterior. A la hora de dise˜nar el mismo consideramos la entrada de este m´odulo a˜nadi- do no afectar´ıa en nada al anterior dada su alta impedancia de entrada. El re- sultando, nuestro .En able2 a es digno del nombre, cumpliendo con el rol esperado, adem´as obviamente la salida ya no est´a negada. Por ´ultimo agregamos un diodo en la salida, de manera a que cuando el circuito se encuentra inhabilitado, el mismo queda en alta impedancia. Gratamente podemos concluir que el circuito dise˜nado cumple plenamente con los requerimientos, y se enmarca plenamente en la definici´on de un ”Three State”. Por ´ultimo como corresponde para cada circuito analizado y m´as a´un de uno dise˜nado pasamos a probarlo con las herramientas que tenemos a mano. Lo
  • 43. 3.3. THREE STATE 43 simulamos con ayuda del Orcad; lo interesante que a obtener con el mismo es la transferencia Se˜nal/Salida, corroborando una adecuada relaci´on. La gr´afica de la misma la presentamos a continuaci´on: La misma como se ajusta a los par´ametros demarcados, con una variaci´on que consideramos despreciable atendiendo que la salida ser´a conectada a un integrado, el cual toma como 0(cero) l´ogico valores entre 0 y 1.35 [V], en tanto considera como 1(uno) l´ogico los comprendidos entre 3.15 y 5.5 [V]. El rango de valor indeterminado a su vez podemos ver que es mucho menor ahora, que es algo que naturalmente buscamos eliminar.
  • 44. 44 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. 3.4. Circuito Astable 3.4.1. Introducci´on Debido a la considerable inercia t´ermica de nuestro sensor, hemos decidido utilizar algo similar a un clock que habilite peri´odicamente a la se˜nal emitida por el este. Cabe recabar que la utilizaci´on de dicho circuito solo se da en el modo autom´atico esto es l´ogico teniendo en cuenta que ser´ıa fastidioso en el modo manual que la parrilla se mueva a intervalos. Tras investigar y probar un par de modelos de circuito astable, nos decidimos por el siguiente modelo: El principio b´asico de funcionamiento del modelo anterior lo explicamos a continuaci´on. Cuando un transistor conduce, el otro se halla en corte, las salidas posibles se hallan indicadas como V o1 y V o2; las mismas por lo antes mencionado se hallan desfasadas 1800 grados. Para que el circuito funcione de manera deseada se debe dar que R1 y R2 sean mucho menores a R3 y R4 respectivamente. Esto para que el tiempo de descarga de los capacitores sea despreciable en relaci´on al tiempo de carga de los mismos. Por conveniencia utilizaremos los mismos valores de R1 y R2, as´ı como de R3 y R4. Suponiendo que el tiempo de conmutaci´on de los transistores es mucho menor que el tiempo que les lleva a los capacitores cargarse (lo cual se corrobora en el circuito final para los componentes utilizados), adem´as que ya se encuentra el sistema en un estado estable tras haberse conectado el mismo a Vcc. As´ı pues ahora suponemos que el circuito se halla en el periodo en el cual Q1 se halla conduciendo y Q2 en corte, por tanto los capacitores C1 y C2 se cargan a trav´es de R3 y R2 respectivamente.
  • 45. 3.4. CIRCUITO ASTABLE 45 La constante de tiempo de carga de C1 es: τ1C1 = R3C1 En tanto que para C2, que est´a en serie con Q1 es: τ2C1 = R2C2 Al cargarse C1, VBE2 aumenta, y en el instante t1 llega al valor de Vγ. Por tanto Q2 entra en conducci´on, disminuyendo su tensi´on en el colector y por ende la tensi´on de base de Q1 llevando a este hacia el corte y por ende aumentado el voltaje de colector del mismo, lo que facilita la conducci´on de Q2. En la siguiente figura vemos lo que ocurre en el instante que Q1 entra en corte, en tanto que Q2 est´a por entrar en conducci´on. En ese instante los capacitores comienzan a cargarse en sentido contrario hasta llegar en el instante t2 en el que la tensi´on de base de Q1 es el necesario
  • 46. 46 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. para llevarlo a la conducci´on con lo que an´alogamente al caso explicado anteri- ormente Q2 entrar´a en corte. Este proceso como podemos notar es c´ıclico y que determinada la frecuencia del mismo por el valor de los componentes utilizados en el circuito.
  • 47. 3.4. CIRCUITO ASTABLE 47 3.4.2. An´alisis de cada estado semiestable. Q2 conduce, Q1 cortado. En t1, Vc alcanza el valor necesario que pone a Q2 activo. VC1(t1) = Vγ − VCESAT Ya que C2 completa su carga en un tiempo mucho menor que t1, debido a la relaci´on entre las resistencias, VC2 resulta: VC2(t1) = VCC − VBESAT si IR2(t1) = 0 Calculamos ahora las corrientes resistencias exactamente antes que Q2 em- piece a conducir: IR3 = VCC − Vγ R3 IR1 = VCC − VCESAT R1 La corriente de base de Q1 es: IBQ1 = IR4 = VCC − VBESAT R4 IC de Q1 es la corriente que circula a trav´es de R1 y de la corriente a trav´es de R3. Teniendo en cuenta que R3 R1, podemos considerar que la corriente es la que circula a trav´es de R1. IC1 = IR1 + IR3 = VCC − VCESAT R1 + VCC − Vγ R3 VCC − VCESAT R1 Al cargarse completamente C2 la corriente por R2 es nula, por lo que la Ib de Q1 ser´a extremadamente peque˜na e igual al aporte de corriente a trav´es de R4. Dado esto si Q1 est´a saturado, durante todo el periodo de conducci´on permanecer´a en dicho estado. Si Q1 esta saturado se debe dar que: IC1 IB1 = VCC − VCESAT R1 VCC − VBESAT R4 < βminQ1 Lo cual se cumple en nuestro caso por lo que resulta innecesario un an´alisis del estado activo.
  • 48. 48 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Q1 conduce, Q2 cortado. En t+ 1 Q1 se encuentra cortado y Q2 est´a conduciendo. La variaci´on del voltaje en los capacitores no es instant´anea, por lo que el mismo se mantienen. vC1t1− = vC1t1+ = Vγ − VCESAT vC2t1− = vC2t1+ = VCC − VBESAT En t+ 1 : VCC = IR3 R3 + (IR1 + IR3 )rx + VBVSAT IR1 R1 − vC1t− 1 = IR1 R1 − Vγ + VCESAT = IR3 R3 ⇒ IR3 = IR1 R1 − Vγ + VCESAT R3 VCC = Vγ − VCESAT VCC = IR1 R1 − Vγ + VCESAT R3 (R3 + rx) + IR1 rx + VBESAT 3.4.3. C´alculo de la frecuencia y periodo de cada estado. El periodo en el que conduce Q1 se encuentra definido por la como va var- iando VC1 , ya que es cuanto le toma llegar a polarizar directamente la base de Q2. La tensi´on en bornes de C1 en el instante t1 resulta: IR1 = VCC − VBESAT + Vγ − VCESAT R3 (R3 + rx) rx + R1 (R3 + rx) R3 IR1 VCC − VBESAT + VCESAT + Vγ rx + R1 vC1(t1) = VC1f + (VC1i − VC1f )e −T1 τ1 = Vγ − VCESAT τ1 = R3C1 VC1 inicialmente vale lo que alcanza al t´ermino del anterior estado semiestable, lo cual consideramos como el valor final el cual se d´a cuando la IR3 es nula: VC1i = vC1inicial = −VCC + VBESAT VC1f = vC1final = VCC + VCESAT Por tanto, T1 determinamos a partir de: vC1(t1) = VCC − VCESAT + (VBESAT − 2VCC + VCESAT )e −T1 R3C1 = Vγ − VCESAT
  • 49. 3.4. CIRCUITO ASTABLE 49 T1 = R3C1 ln 2VCC − VBESAT − VCESAT VCC − Vγ Para determinar el tiempo de conducci´on de Q2 (T2) procedemos de manera similar: vC2(t2) = VCC − VCESAT + (VBESAT − 2VCC + VCESAT )e −T2 R4C2 = Vγ − VCESAT T2 = R4C2 ln 2VCC − VBESAT − VCESAT VCC − Vγ Por tanto la oscilaci´on del circuito se d´a con una frecuencia: f = 1 T1 + T2
  • 50. 50 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. 3.4.4. Implementaci´on A la hora de definir la salida del astable, tomamos en consideraci´on las caracter´ısticas de nuestro sensor y el tiempo que demora la parrilla en ir de un tope al otro. Tras analizar esto hemos considerado que el periodo en que la se˜nal se encuentra habilitada tendr´ıa que estar entre los 0.5 y 1 segundos; en tanto que el tiempo entre estos periodos debe ser de 1 a 2 segundos. Hemos decidido utilizar para R4 como para R2 valores de 22 [kΩ], y dado esto obtamos por una resistecia 100 veces menor para R1 y R3, es decir de 220 [Ω], esto con ayuda del Pspice ya que al simular el circuito con esta relaci´on entre resistencias la se˜nal obtenida fue apreciablemente cuadrada. Por tanto ahora nos queda determinar el valor de los capacitores para poder obtener los periodos buscados. As´ı pu´es acotados tambi´en por la disponibilidad en el mercado local decidimos utiilizar: C1 = 100 [µF] C2 = 47 [µF] Tomando la salida claro en C2. Con estos valores nuestros periodos por tanto ser´an de: T1 = 22k · 47µ ln 2 · 5 − 0,7 − 0,2 5 − 0,7 T1 = 775 [ms] T1 = 22k · 100µ ln 2 · 5 − 0,7 − 0,2 5 − 0,7 T1 = 1,65 [s] Simulamos ahora el circuito con ayuda del PSpice
  • 51. 3.4. CIRCUITO ASTABLE 51 En la misma observamos que el valor m´aximo del 0 l´ogico es de 1.2 [V], lo cual es bueno ya que nuestro debido al integrado podemos variar en un rango de 0 a 1.5 [V]. Tambi´en apreciamos que se cumple lo pretendido en relaci´on a la cuadratura de onda, de todas formas para estar m´as seguros de conseguir lo pretendido, esta se˜nal ser´a trigada en su primera fase como lo podemos observar en la secci´on de Control Digital
  • 52. 52 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. 3.5. Puente H 3.5.1. Introducci´on A fin de controlar el accionamiento de nuestro motor, tanto para subir o bajar la parrilla, emprendimos una investigaci´on de las soluciones empleadas para problemas similares. As´ı pues, dado que el motor a utilizar ser´ıa el de un limpiaparabrisas o levanta vidrios, las primeras b´usquedas fueron de circuitos de control de ellos en veh´ıculos. Los mismos encontramos que se hallan controlados por rel´es con swichts, en modelos viejos, o integrados, en los m´as nuevos, que manejan su estado. Pero este modelo no nos resulta tan conveniente teniendo en cuenta los objetivos acad´emicos del trabajo. Por ello pasamos a buscar modelos de control de motores DC en aplicaciones electr´onicas. Tras esto optamos por emplear un puente H con transistores, el cual es de amplia utilizaci´on en estos casos. El mismo permite un control completo del motor, es decir, podemos calcular el sentido y la velocidad de giro (el voltaje en realidad, del cual depende la misma). B´asicamente lo que se pretende realizar con el mismo es controlar el estado de dos parejas de transistores Q1-Q4 y Q2-Q3; de manera que cuando una pareja este saturada, la otra se encuentre en corte permitiendo as´ı el giro en un sentido, e invirti´endolo sencillamente al cambiar la pareja de transistores de estado (corte a saturado y saturado a corte).
  • 53. 3.5. PUENTE H 53 3.5.2. Modelo elegido. Tras ver como podr´ıamos aplicar el puente H para cumplir con todas nuestras expectativas para accionamiento el motor, atendiendo los transistores a utilizar teniendo en cuenta los requerimientos de corriente y su disponibilidad en el mercado local, adem´as de que el mismo sea lo m´as sencillo a la hora de controlar y otros puntos menos relevantes, finalmente seleccionamos siguiente circuito: En este modelo, los transistores Q1 y Q6 son empleados para controlar a los otros cuatro, siendo Q1 responsable del estados de Q2 y Q5, en tanto Q6 es responsable del estado de los dos restantes. Estos transistores de control no deben soportar altas corrientes (no son altas al comparar con las que atraviesan a los otros cuatro), por lo que no necesitan ser tan robustos. Seleccionamos para esta tarea a una pareja de transistores 2N2222, los cuales soportan una corriente de colector de hasta 800 [mA]. Los transistores Q2, Q3, Q4 y Q5 que hacen las veces de switchs deben sopor- tar toda la corriente del motor. Este corroboramos en la practica que consume hasta 6 [A] y normalmente 4.7 [A] al operar, y esto fue el gran determinante a la hora de elegir el transistor correcto para la tarea. Tras investigar un poco y averiguar la disponibilidad quedamos con dos posi- bilidades, las parejas TIP120 (NPN) TIP125 (PNP) y TIP 140 (NPN) TIP145 (PNP). La primera tiene una corriente nominal de 5[A], lo cual deber´ıa ser suficiente atendiendo que esto se supera solo por instantes; pero ya que la se- gunda tiene una corriente nominal 10 [A] y no es grande la diferencia de costo, utilizamos esta, con lo que ganamos mucha robustez. Los cuatro diodos que vemos en la figura son los denominados ”Diodos de rueda libre”, los mismos proporcionan seguridad a nuestros transistores ante los t´ıpicos picos de voltaje en los bornes del motor debido a la inductancia presente en el mismo. En realidad nuestros los TIP 140 y TIP 145 tienen un diodo en
  • 54. 54 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. paralelo o ”Diodos de rueda libre¸como podemos ver en el modelo proporcionado por el fabricante: De todas maneras es de buena practica incluir estos a modo de protecci´on extra para los mismos. Para definir los elementos restantes, que son b´asicamente las resistencias a utilizar debemos an´alizar antes otros puntos. 3.5.3. Se˜nal de control. Un punto fundamental a definir fue que controlar´ıa nuestro puente H, para poder as´ı elegir los elementos adecuados a utilizar atendiendo cuestiones como los voltajes que caracterizar´ıan a cada estado, el margen en la que estos pueden variar y limitaciones de corriente que la misma puede entregar. Debido a que ya estaba decidido la utilizaci´on de un circuito digital de con- trol, lo m´as sencillo es que el mismo sea directamente el encargado de realizar directamente el control del puente H. Por tanto la se˜nal proviniente de nuestro integrado 74LS08 ser´a la encargada de llevar a cabo esta tarea. Ahora pues que ya definimos esto pasamos a ver que precauciones tomar en referencia a los valores de corriente y voltajes de nuestra se˜nal de control. Para ello investigamos en el datasheet del integrado. obtenemos los valores de voltajes cr´ıticos que tendremos que tomar en consideaci´on a la hora de determinar el valor y el dise˜no de los componentes. El voltaje m´aximo de Vlow, es de 0.5 [V]. En estas condiciones queremos que el motor no gire, por tanto nuestro transistor de control debe estar en corte. Comprobamos con el datasheet del 2N2222 que dicho valor de voltaje es menor a su Vγ, por tanto el mismo estar´a en corte como lo deseamos. Yendo al otro extremo, el voltaje m´ınimo proporcionado por el integrado como valor de Vhigh es de 2.5 [V], condici´on en la cual pretendemos nuestros motor gire, por lo que nuestro transistor de control debe estar saturado. Para cumplir con esto debemos definir ahora el valor de las resistencia. 3.5.4. Analis´ıs y dise˜no para la saturaci´on. Primeramente para emprender esta labor tuvimos que familiarizarnos con el comportamiento de nuestros transistores Darlington. Procedimos a buscar sus
  • 55. 3.5. PUENTE H 55 caracteristicas en el datasheet, pero solo encontramos los valores m´aximos y m´ınimos, o solo uno de estos, para los valores caracter´ısticos del mismo dise˜nar. Debido a esto pasamos a hacer simulaciones en el Orcad del mismo, tras las cuales obtuvimos: hfe = 500 VBESAT = 2,5 [V ] Vγ = 1,5 [V ] VCESAT = 1,5 [V ] En tanto para el transistor 2N2222 hemos considerado los siguientes par´amet- ros: hfe = 100 VBESAT = Vγ = 0,7 [V ] Considerando despreciable VCESAT del mismo. El circuito que analizaremos ser´a el siguiente: No consideramos necesario el an´alisis el circuito completo, ya que los otros dos transitores deben estar en corte, y debido a la simetr´ıa existente, lo que hagamos para una rama es igualmente v´alida para la otra. Tampoco entramos a analizar los respuestas transitorias, por lo que consideramos al motor ´unicamente como una carga resistiva. Nuestras suposiciones que marcan nuestro punto de partida es que los transistores se hallan saturados. A partir de esto empezaremos a determinar los valores de los dem´as componentes a modo de asegurar esto. Ahora debemos determinar el valor de la R1. El mismo buscaremos que, ignorando la corriente de base del 2N2222 Q3, nos permita saturar con su corri- ente a ambos transistores Darlington (Q1 y Q2). Por tanto dicha corriente debe ser tal que: ILoad hfeDarlington · IR1 IR1max = 6 500 Si cumplimos con dicha condici´on aseguramos que Q1 y Q2 est´en saturados. Pasamos ahora a hacer un siguiente an´alisis de malla empleando la LVK:
  • 56. 56 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. VCE1 + IR1 · R1 + VBE2 = 12 2,5 + 6 500 R1max + 1,5 = 12 ⇒ R1 666 [Ω] R1 = 560 [Ω] Con la elecci´on de esta resistencia, se tiene una corriente de colector en Q3: IQ3 = 14 [mA] Habiendo definido el valor de R1, el ´unico valor restante a determinar es el de R2. La precauci´on a tomar a la hora de elegir al mismo es por un lado la misma tomada para la elecci´on de R1, con la diferencia que el transistor que ahora pretendemos saturar es Q3; y por otro, debemos atender a no demandar m´as corriente de la que puede soportar el integrado. Procedemos ahora a hacer un an´alisis de la siguiente malla, vali´endonos nuevamente de la LVK:
  • 57. 3.5. PUENTE H 57 VSe˜nal = VBE3 + V γ2 + IR2 · R2 IR1 hfeQ3 · IR2 y IR2 20[mA] Al darse la primera condici´on estamos cumpliendo a su vez la segunda. 2,5 = 0,7 + 1,5 + 14m 100 R1max R1max = 2100 [Ω] → R1 = 2 [kΩ] Finalmente hemos hallado todos los valores de las resistencias y esta ´ultimo vemos es adecuada a´un al llegar al voltaje m´aximo de la se˜nal y considerando VBE2 nulo, la corriente que entrega por el integrado estar´a en su rango de trabajo. 3.5.5. Simulaci´on del Puente H conectado al motor. Tenemos todo el circuito listo, es tiempo de analizar que ocurre en los tran- sitorios y por curiosidad en los rangos no definidos, los cuales como ya expli- camos tratamos de evitar con varias etapas de Triggers. Procederemos a hacer un an´alisis con pulsos cuadrados, iguales a los que permitir´ıa nuestro astable, y una simulaci´on param´etrica para observar el comportamiento ante cualquier se˜nal posible.
  • 58. 58 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Primeramente veamos lo obtenido de la simulaci´on param´etrica. Tras analizar las mismas no encontramos ninguna sorpresa. Funciona de
  • 59. 3.5. PUENTE H 59 acuerdo y a lo determinado al elegir los componentes, con lo que estamos satis- fechos con su actuaci´on para los rangos de la se˜nal de control definidos por la interfaz.
  • 60. 60 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Ahora veamos lo obtenido con la simulaci´on en el tiempo al estimular al circuito con la onda cuadrada. Igualmente que tras analizar lo obtenido con la simulaci´on param´etrica, todo se enmarca en lo esperado. Existen peque˜nos saltos de voltaje debido al inductor pero nada alarmante, consideramos m´as que suficiente la protecci´on brindada por los diodos de rueda libre.
  • 61. 3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 61 3.6. Ensamblaje parrilla La idea en un principio era que la parrilla sea originalmente de altura reg- ulable en forma manual, y a partir de ah´ı comenzar las modificaciones, pronto nos dimos cuenta que esto no ser´ıa viable desde el punto de vista econ´omico, ya que estas parrillas, o incluso las parrillas en general se encuentran a un precio bastante elevado (rondando los 800000 guaran´ıes las usadas en buen estado), por lo que finalmente recorrimos ventas de chatarras hasta encontrar una que parec´ıa ajustarse a nuestras necesidades, estaba oxidada y faltaba terminar al- gunos detalles, pero base la estaba ah´ı. Figura 3.6: Parrilla El armaje ten´ıa un tubo soldado a dos rulemanes que son los que permiten que el tubo gire para alzar o bajar la parrilla, inicialmente ambos rulemanes estaban oxidados por lo que tuvimos que aceitarlos con fluido de direcci´on, luego de dejarlos reposar un tiempo as´ı la resistencia al girar disminuy´o notablemente, adem´as el tubo que atravesaba el armaje de lado a lado estaba descentrado por lo cual pedimos al herrero que nos lo cambie y que sea por uno mas fino(para que suba y baje mas lentamente), tambi´en pedimos al herrero para soldar un tubo en la parte exterior del ruleman, el cual nos servir´a para soldar los engranajes que conectaran el motor con la parrilla. Los engranajes que utilizamos fueron de bicicleta, con una relaci´on de 2 a 1, utilizamos estos porque eran mucho mas baratos que otros tipos de engranajes, ya sean de motocicletas u otros, y porque utilizan cadenas comunes que son f´aciles de a˜nadir, son suficientemente robustas y por supuesto m´as baratas que cadenas para otro tipo de aplicaci´on, sin contar con que se pueden conseguir en cualquier ferreter´ıa. Para el motor el primer requisito es que sea CD (corriente directa) ya que
  • 62. 62 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Figura 3.7: Tubo soldado al exterior del ruleman ya con engranaje como la parrilla debe subir y bajar lo m´as f´acil ser´ıa un motor CD al cual solo le invertimos el voltaje en funci´on al sentido que queremos que gire, otro requisito aunque no tan importante como el primero, es que el motor gire lo m´as lento posible, ya que el recorrido de la parrilla es corto y no queremos que la alce o baje muy r´apidamente. Lo primero que miramos gracias a la sugerencia del profesor fue un motor de limpiaparabrisas de autom´ovil, este parec´ıa prometedor, pero un examen de cerca de su reductora revel´o que como los limpiaparabrisas deben girar de un lado a otro siempre llegando hasta el mismo punto, la reductora ya inclu´ıa un brazo que hac´ıa este trabajo, por lo cual el motor siempre giraba en un mismo sentido dejando el trabajo de cambiar el sentido a la reductora. Esto nos condujo a buscar otro tipo de motor que cumpla nuestras expectativas y tenga una reductora directa, y esos requisitos los cumpli´o un motor de levantavidrios, el cual compramos de un desarmadero de veh´ıculos. Este motor nos pareci´o bastante m´as interesante, ya que aparte de que su reductora es directa, el motor es m´as robusto. Una vez decidido que utilizar´ıamos este motor, lo que hicimos es llevar a una torner´ıa para que nos coloque un eje sobre el cual insertar el otro engranaje de bicicleta. Cuando ya ten´ıamos el eje y los engranajes, volvimos a la herrer´ıa para pedirle que nos fabrique el soporte del motor, este deb´ıa estar perfectamente alineado con el engranaje de arriba para que la cadena pueda girar sin problemas. Adem´as ideamos un sistema para que el motor pueda subir y bajar sobre un eje, para que de esta manera sea posible tensar la cadena en cualquier momento, esto es ´util debido a que las cadenas en general con el uso se aflojan (estiran) y es necesario ajustarlas. Otro de los puntos importantes en el dise˜no de la parrilla fue como realizar
  • 63. 3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 63 Figura 3.8: Reductora del motor de limpia parabrisas los topes de fin de carrera, nos comentaron que existen llaves ya ensambladas para este fin, pero averiguando en los comercios nos dimos cuenta que todos ten´ıan una temperatura de funcionamiento < 80◦ , lo cual era insuficiente para la aplicaci´on que nosotros necesit´abamos, adem´as de ser muy caras, las m´as baratas rondaban los 60000 guaran´ıes. A consecuencia de esto nos dispusimos a ”fabricar”nuestra propia llave de fin de carrera, para llevar a cabo esto necesita- mos un cable que resista temperatura, un pegamento para altas temperaturas y que se comporte como aislante el´ectrico y topes soldados por la parrilla para que act´uen de soporte; rebusc´andonos logramos conseguir todos esos componentes y el resultado se puede observar en la figura 3.9 (a´un sin colocar los cables que soportan temperatura): El resultado final una vez ensamblada toda la parrilla es as´ı:
  • 64. 64 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Figura 3.9: Tope ya con pegamento aislante 3.7. Motor El modelo que utilizamos para el motor fue un circuito RL en serie, este es el modelo m´as simple de un motor de CD ya que no contempla su inercia, su coeficiente de viscosidad, etc. En un principio nos dispusimos a hallar todos estos par´ametros, pero luego tras investigar nos dimos cuenta que un modelo con todos estos par´ametros se utiliza s´olo cuando es de inter´es controlar la velocidad del mismo; como en nuestro caso este aspecto no era de inter´es el modelo m´as simple era suficiente. Tanto para hallar la resistencia, como para hallar la inductancia, es necesario hacer girar el motor en peque˜nos pasos y tomar varias medidas, esto es porque la resistencia y la inductancia cambian dependiendo de cual bobinado es el que estamos midiendo. Luego de obtener todas las medidas, se hace un promedio para obtener los valores que utilizaremos en las simulaciones.
  • 65. 3.7. MOTOR 65 Figura 3.10: Ensamblaje final Lectura Num. Inductancia(mH) Resistencia(Ω) 1 1.267 0.90 2 1.453 1.00 3 1.354 1.02 4 1.435 0.97 5 1.280 0.91 6 1.219 0.98 7 1.351 0.91 8 1.290 0.86 9 1.329 0.93 Promedio 1.331 0.94 Para medir la velocidad angular, lo que hicimos fue marcar un punto de referencia en el engranaje y con un cron´ometro medir el tiempo que tarda en completar tres revoluciones, luego utilizamos la relaci´on ω = 2πf para hallar su velocidad angular; esto fue posible ya que la reductora hace girar al motor tan lentamente como para que el error humano no sea muy significativo en las medidas. Las medidas las hicimos con un voltaje de fuente de 9 V, esto es debido a que la fuente que utilizaremos para el trabajo entrega 10 V, pero tambi´en existe una ca´ıda en los transistores del puente H, por lo que un valor aproximado del voltaje que caer´a en el motor es 9 V.
  • 66. 66 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Figura 3.11: Dando los ´ultimos toques de pintura Vueltas Tiempo(s) V. angular (rads/s) 3 6.18 3.049
  • 67. 3.8. MANUAL DEL USUARIO 67 3.8. Manual del Usuario 3.8.1. Panel de Control El panel de control contiene 4 perillas como se ve en la figura 3.12, en realidad esto es porque esta versi´on aun es un prototipo, versiones m´as desarrolladas solo incluir´an 3 perillas (subir, bajar y manual). Pero prosigamos ahora a ver el funcionamiento del panel que se dispone actualmente. El ´unico punto a resaltar es que para entrar o salir del modo manual es preciso seguir el orden que se indica en la figura 3.12, es decir para entrar en modo manual si se est´a actualmente en modo autom´atico, lo que se tiene que hacer primero es mover la perilla 3 y luego la perilla 1, una vez hecho esto, ya se puede utilizar indistintamente las perillas 2 y 4 para subir o bajar la parrilla. Figura 3.12: Bajar 3.8.2. Precauciones El peso sobre la parrilla debe ser como m´aximo de 15 kg. Mantenga la cadena y los rulemanes bien lubricados. No exponga el panel al calor. Mant´engalo alejado de la parrilla, el mismo no debe operar con temperaturas mayores a los 700 Celsius. Guarde la parrilla y el panel bajo techo. Limpie el equipo tras su uso, asegur´andose de que no queden residuos en las rejillas de ventilaci´on del panel.
  • 68. 68 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. 3.9. Presupuesto
  • 69. 3.10. CONCLUSI ´ON 69 3.10. Conclusi´on Este fue el primer proyecto en lo que va de la carrera en que nos sentimos como verdaderos alumnos de ingenier´ıa electr´onica, vivimos por carne propia el m´etodo ingenieril, dise˜nando un sistema, probando si funciona y volviendo a la mesa de dibujo si no era as´ı; siempre se dice que sin equivocarse no se aprende y nuestra carrera no es la excepci´on, sin embargo debido a que nuestra carrera lleva el nombre de ingenier´ıa, solucionar problemas es parte de la profesi´on. Esto adquiri´o especial relevancia durante el desarrollo de este proyecto si consideramos la gran cantidad de problemas que surgieron, tanto peque˜nos como grandes; todos ellos representando una barrera para el cumplimiento de nuestros objetivos. Aprendimos a trabajar con calma y en equipo para solucionar estos problemas los cuales afrontamos uno a la vez, para de esta manera poder cumplir lo que nos propusimos, y finalmente lo hicimos. Tambi´en es necesario resaltar la comunicaci´on que existi´o entre los dos grandes m´odulos del proyecto, ya que de entrada se defini´o como ser´ıa la in- terfaz entre ellos, gracias a esto una vez que tuvimos todos los m´odulos listos por separado no nos surgieron problemas mayores en ese aspecto, siendo todas las comunicaciones coherentes con lo que hab´ıamos definido previamente. Otra de las cosas importantes de este proyecto, al menos en nuestro caso en particular fue que para el desarrollo de la parrilla tuvimos que salir del mundo laboratorio/facultad e ir al mundo real en busca de precios, gente que entienda que era lo que quer´ıamos lograr, ser lo suficientemente concretos a la hora de explicar lo que nosotros quer´ıamos lograr, explorar opciones cuando parec´ıa que no hab´ıa otra salida mejor, en s´ıntesis se practic´o mucho el trato con personas fuera del ´ambito acad´emico y m´as en el ´ambito comercial, adem´as nunca es lo mismo lo que pensas se puede hacer cuando est´as dentro del laboratorio y lo que en realidad es posible considerando tu situaci´on demogr´afica.
  • 70. 70 CAP´ITULO 3. ACCIONAMIENTO. Figura 3.13: Planilla de presupuesto
  • 71. Ap´endice A C´odigos de Matlab A.1. Gr´afica de error relativo. %formato de n´umero: "formato de ingenier´ıa". format short eng % constantes utilizadas en la ecuaci´on a0=-0.048868252; a1=19873.14503; a2=-218614.5353; a3=11569199.78; a4=-264917531.4; a5=2018441314; %vector de voltajes a partir del cual se obtendr´an las temperaturas. v=0:1e-6:41.8e-3; %ecuaci´on que se aproximado a las caracter´ısticas de voltaje-temperatura %del termopar temp=a0+a1*v+a2*v.^2+a3*v.^3+a4*v.^4+a5*v.^5; %nueva figura, figure(1) error_relativo=(v./55.2e-6-temp)./temp*100; plot(temp,error_relativo); title(’Error relativo considerando caracter´ısticas lineales del termopar’) ; xlabel(’Temperatura (o C)’); ylabel(’Porcentaje de error’ ); grid on axis([25 300 -100 100]); 71
  • 72. 72 AP´ENDICE A. C ´ODIGOS DE MATLAB A.2. Aneoxo 2
  • 73. Bibliograf´ıa [1] “Sensors and Signal Conditioning”, Second Edition. Ram´on Pallas-Areny; John G. Webster. A Wiley-Interscience Publication JOHN WILEY & SONS, INC. [2] “Electr´onica”. Allan Allan R. [3] “Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales” [4] “Complete PCB desing using OrCad Capture and PCB Editor”. Kraig Mitzner. [5] www.neoteo.com/puente − h − con − mosfet − para − motores − cc.neo [6] www.tecnologiaseso.es/pdf/electronicapdf [7] robots − argentina.com.ar/MotorCCP uenteH.htm 73