Sistema Avanzado de Control de Asado

Universidad Católica
“Nuestra Señora de la Asunción”
Sede Regional Asunción
Facultad de Ciencias y Tecnolog´ıa
Departamento de Ingenier´ıa
Electrónica e Informática
Carrera de Ingenier´ıa Electrónica
Tecnolog´ıas Electrónicas
Ing. Fernando Brunetti Ph.D
Ing. Jean Guevara.
SAMA 1.0
Cabrera, Freddy <mastercientixz@hotmail.com>
Machuca, Javier <javier machuk@hotmail.com >
Ram´ırez, Pedro <pedroramirez22@gmail.com>
Saldivar, Carlos <cjsaldivar@hotmail.com>
Sexto Semestre
28 de enero de 2011

Cap´ıtulo 1
Introducción
SAMA 1.0(Sistema Avanzado de Monitoreo de Asado versión 1.0) es un
proyecto llevado a cabo por estudiantes de la carrera de Ingenier´ıa Electrónica
de la Universidad Católica Nuestra Señora de la Asunción”, el mismo consiste
en la automatización de una parrilla para asar carne, atendiendo una necesidad
de la amplia mayor´ıa de nuestra sociedad.
3

4 CAP´ITULO 1. INTRODUCCI ´ON

Índice general
1. Introducción 3
2. Sensores y Lógica de Control 7
2.1. Planteamiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
2.2. Mediciones previas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.3. Sensor-Termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.3.1. Efecto Seebeck . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.3.2. Efectos Peltier y Thompson . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.3.3. Consideraciones Prácticas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.3.5. Compensación de la unión fr´ıa. . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.4. Circuito de acondicionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.1. Aproximaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.4.2. Compensación del termopar . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.4.3. Amplificación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2.4.4. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
2.5. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
2.5.1. Variación de la temperartura de cocción . . . . . . . . . . 27
2.5.2. Lógica de accionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
3. Accionamiento. 35
3.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.2. Control Digital . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.3. Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.3.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.3.2. Negador con Enable. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41
3.3.3. Nuestro propio Three State . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
3.4. Circuito Astable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
3.4.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
3.4.2. Análisis de cada estado semiestable. . . . . . . . . . . . . 47
3.4.3. Cálculo de la frecuencia y periodo de cada estado. . . . . 48
3.4.4. Implementación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
3.5. Puente H . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
5

6 ÍNDICE GENERAL
3.5.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52
3.5.2. Modelo elegido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53
3.5.3. Señal de control. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
3.5.4. Analis´ıs y diseño para la saturación. . . . . . . . . . . . . 54
3.5.5. Simulación del Puente H conectado al motor. . . . . . . . 57
3.6. Ensamblaje parrilla . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
3.7. Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
3.8. Manual del Usuario . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.8.1. Panel de Control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.8.2. Precauciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
3.9. Presupuesto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
3.10. Conclusión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69
A. Códigos de Matlab 71
A.1. Gráfica de error relativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71
A.2. Aneoxo 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

Cap´ıtulo 2
Sensores y Lógica de
Control
2.1. Planteamiento.
Lo que básicamente se requiere realizar es lo mostrado en la figura 2.1.
Sensor
Requerimien-
tos del Sensor
Generador
de Rango de
temperatura
Usuario-
Regulador de
temperatura
de Cocción.
Temperatura
Comparador
de Señales
Figura 2.1: Diagrama de bloques para el módulo de Sensor y Circuito de Control
de SAMA.
El objetivo consiste en poder realizar un circuito, que con algún sensor pueda
captar la temperatura en una parrilla, este sensor deberá estar acondicionada
con todos los requerimiento y con una amplificación ideal, además se tiene que
de algún modo poder captar peticiones de usuario mediante otro sensor (en este
caso probablemente un potenciómetro) y poder realizar comparaciones con las
señales que son enviadas por el usuario y las enviadas por el sensor , pudiendo
a s´ı una señal de subir el motor, bajar el motor o no hacer ninguna acción.
7

8 CAPÍTULO 2. SENSORES Y L ÓGICA DE CONTROL
2.2. Mediciones previas
Antes de que se toque a profundidad los módulos de circuitos electrónicos se
realizaron ciertas mediciones. Entre ellas y la que se considera más importantes
(por parte de los diseñadores) es la de medir la temperatura ideal de cocción,
para este proceso se utilizó un sensor de temperatura que utiliza ondas infrarro-
jas para la medición y aparte de esto la larga experiencia de un conocedor de los
“secretos del asado”1
. Primeramente se preparó todo lo requerido para un asa-
do, posteriormente se agregó y quitó carbón hasta que supuestamente la carne
estuviera en su punto ideal de cocción, se mantuvo un metal debajo mismo de la
parrilla un cierto, luego el metal se quitó y rápidamente se midió la temperatura
del mismo con el sensor mencionado 2.2, se realizaron varias repeticiones y los
resultados se muestran en la tabla 2.1.
Figura 2.2: Medición de temperatura con Sensor infrarrojo.
A partir de esta tabla se puede obtener:
TPromedio = 150,3333 ≈ 150◦
Celsius (2.1)
Los datos que fueron adquiridos aqu´ı serán utilizados para realizar aproxima-
ciones de la caracter´ıstica tensión-temperatura del termopar, además servirá para
poner señalizaciones al usuario para la cocción ideal de sus carnes. Además, de
este se puede especular el rango de utilidad del sensor.
2.3. Sensor-Termopar
Uno de los inconvenientes más importantes que se encontró durante el desar-
rollo del proyecto fue el tipo de sensor a ser utilizado. A principio se utilizar´ıa un
1Saldivar Carlos: Uno de los miembros del grupo de diseño

2.3. SENSOR-TERMOPAR 9
Oportunidad Grados Celsius Medidos
1 169
2 145
3 156
4 148
5 130
6 154
Cuadro 2.1: Tabla de Mediciones de temperatura de cocción de la carne.
PT100 (resistencia variable con la temperatura de platino), este era mucho más
lineal que el sensor que posteriormente se utilizar´ıa; pero como hubo problemas
a la hora de acceder a este sensor, se optó por un sensor disponible en el mer-
cado nacional y que cumpliera con algunos estándares. Fue as´ı que se optó por
la utilización de un termopar tipo J.
A continuación se explican varios´ıtems que están vinculadas con el funcionamien-
to del termopar.
2.3.1. Efecto Seebeck
Considérese la unión de dos metales distintos y cuyas uniones se encuentran
a diferentes temperaturas tal como se muestra en la figura 2.3, en esta configu-
ración; que se conoce como “termopar” o “termocupla”; se genera una corriente,
que a la vez es producida por una fuerza electromotriz , a éste fenómeno se le
conoce como efecto Seebeck y la energ´ıa por unidad de carga producida en dicho
fenómeno se conoce como fuerza termoelectromotriz (f.t.e.m), este es el voltaje
medido por el volt´ımetro de la figura 2.4.
Esta f.t.e.m, VAB, es independiente de las resistencias de los metales (como
se sabe la corriente es dependiente de este) y de otras caracter´ısticas, su relación
con la diferencia de temperatura de las dos uniones está dado por:
dVAB
dT
= SA − SB (2.2)
donde T es la diferencia de temperatura de las dos uniones, SA y SB son las
potencias termoeléctricas absolutas de A y B. En general S no es constante y
var´ıa cuando aumenta T.

Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇
Metal A
Metal B
I
Figura 2.3: Disposición de metales donde se produce efecto Seebeck.
.
Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
𝑻𝑻 + 𝚫𝚫𝑻𝑻 T
Metal A
Metal B V
Figura 2.4: Medida de f.t.e.m.
2.3.2. Efectos Peltier y Thompson
Efecto Peltier: si una corriente fluye por una unión de dos metales de
distintas caracter´ısticas cuyas uniones se encuentran a distintas temper-
aturas entonces se produce un calentamiento o enfriamiento de la unión,
dependiendo del sentido de la corriente, si por ejemplo se tiene la config-
uración mostrada en la figura 2.5, al invertir el sentido de la corriente la
unión de la derecha comenzará a calentarse y la unión de la izquierda se
enfriará.
Este fenómeno se describe a través del coeficiente de Peltier πAB entre
los materiales, que se define como:
πAB = ±
Qp
I
(2.3)
donde Qp es la potencia calor´ıfica transformada e I la corriente que fluye
por el circuito.
Efecto Thompson: en un metal homogéneo sobre el cual se encuentra
presente un gradiente de temperatura y a través del cual fluye una corri-
ente; se produce una absorción o liberación de calor. Si la corriente fluye

Considérese
T+ΔT frac{2}{2}
Se calienta Se enfría
𝑇𝑇 + Δ𝑇𝑇 𝑇𝑇 − Δ𝑇𝑇
- +
Metal A
Metal B
I
Figura 2.5: Efecto Peltier.
en el mismo sentido donde fluye el calor, se produce una liberación de
calor, en caso contrario se produce una absorción de calor. La potencia
calor´ıfica debida al efecto Thompson está dada por:
q = iσ
dT
dx
(2.4)
donde dT
dx es el gradiente de temperatura longitudinal sobre el metal y σ
el coeficiente de Thompson.
A través del principio de conservación de Energ´ıa se puede demostrar una
relación entre el efecto Seebeck y el efecto Peltier y Thompson, éste está dado
por :
dVAB
dT
=
dπAB
dT
+ (σB − σA) (2.5)
2.3.3. Consideraciones Prácticas
Existen unas reglas prácticas, que son utilizadas por los diseñadores a la
hora de realizar aplicaciones con los termopares y que también son tomadas en
cuenta en SAMA.
a. Regla de los metales homogéneos: no se puede conseguir una f.t.e.m.
con un solo metal homogéneo, esto es sin importar la diferencia de tem-
peratura que existan alrededor de este metal. Una explicación gráfica de
esto se muestra en la figura 2.6.
b. Regla de los Metales Intermedios: si se intercala un tercer metal con
otras caracter´ısticas, y esta metal se mantiene a la misma temperatura que
tendr´ıa la unión si éste metal no estuviese, entonces la f.t.e.m. añadida es
nula, figura 2.7.
Esta propiedad permite que comercialmente estén disponibles termopares
que tengan una sola unión, y la otra unión es la utilizada para realizar la
medida correspondiente.

A
B
Temperaturas a lo largo del metal
A
B
=
T1 T2
T1 T2
T4 T5 T6
T6 T4 T5
Figura 2.6: Regla de los metales homogéneos.
A
B
Temperaturas a lo largo del metal
A
B
=
T1 T2
T1 T2
T4 T5 T6
T6 T4 T5
A
B
A
B
=
T1 T2
T1 T2
Metal Intermedio
Figura 2.7: Regla de los metales intermedios.
c. Regla de de las Temperaturas sucesivas El termopar generará un
f.t.e.m. V1 +V2 cuando las uniones estén a temperaturas T1 y T3 si generan
una f.t.e.m. V1 cuando están a T1 y T2, y una f.t.e.m. V2 cuando las uniones
estén a T2 y T3.
2.3.4. Termopar Utilizado en SAMA
El termopar utilizado para el proyecto SAMA 1.0 es el termopst tipo “J”2
,
que está constituido por la unión de dos aleaciones: hierro y constatán. Este
termopar tiene un rango de utilidad 0 a 760 grados Celsius.
Una ecuación práctica que se puede utilizar para obtener la curva caracter´ıstica
temperatura-voltaje de los termopares es la siguiente:
T = a0 + a1V + a2V 2
+ a3V 3
. . . . (2.6)
donde V es el voltaje medido mediante el termopar y T es la temperatura con
respecto a 0◦
C.
Para el termopar tipo “J” se tienen los siguientes parámetros:
a0 = −0,048868252 a1 = 19873,14503 a2 = −218614,5353
a3 = 11569199,78 a4 = −264917531. a5 = 2018441314;
2Denominación de la ANSI

A partir de estos parámetros y utilizando la ecuación (2.6) se puede obtener la
curva caracter´ıstica presentada en la figura 2.8 y en la figura 2.9 se muestra una
tabla tabulada para el mismo. A simple vista la figura 2.8 nos da la idea de que
0 100 200 300 400 500 600 700
0
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
0.03
0.035
0.04
0.045
Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura
Temperatura (ºC)
Voltaje(Voltios)
Figura 2.8: Caracter´ıstica Voltaje-Termperatura de Termopar tipo J.
una aproximación lineal ser´ıa bastante buena.
Los cables que poseen los termopares comerciales son cables compensados, es
decir no son del mismo material que constituye la unión, son de menor costo
que las aleaciones mencionadas, estos agregan un f.t.e.m. despreciable. Algunas
imágenes del termopar son mostradas en la figura 2.10. A continuación se citan
algunas caracter´ısticas importantes del termopar adquirido:
D´ıametro de vaina protectora: 4.8 mil´ımetros.
Largo de vaina protectora: 18.5 cent´ımetros.
D´ıametro de rosca de sujeción: 12.8 mil´ımetros.
Largo de rosca de sujeción: 2 cent´ımetros.
Largos de cable blindado-compensado: 1.5 metros.
Hay que destacar que todos los datos que son expuestos aqu´ı, fueron ex-
tra´ıdos de [1] ya que no ha sido posible conseguir una hoja de datos para el
Sensor que fue adquirido en mercado nacional, pero se contó con el respaldo de
un técnico quien dio ciertas caracter´ısticas emp´ıricas del sensor.

TERMOCUPLA TIPO J milivolts(mV)
◦
C 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
0 0.000 0.050 0.101 0.151 0.202 0.253 0.303 0.354 0.405 0.456
10 0.507 0.558 0.609 0.660 0.711 0.762 0.813 0.865 0.916 0.967
20 1.019 1.070 1.122 1.174 1.225 1.277 1.329 1.381 1.432 1.484
30 1.536 1.588 1.640 1.693 1.745 1.797 1.849 1.901 1.954 2.006
40 2.058 2.111 2.163 2.216 2.268 2.321 2.374 2.426 2.479 2.532
50 2.585 2.638 2.691 2.743 2.796 2.849 2.902 2.956 3.009 3.062
60 3.115 3.168 3.221 3.275 3.328 3.381 3.435 3.488 3.542 3.595
70 3.649 3.702 3.756 3.809 3.863 3.917 3.971 4.024 4.078 4.132
80 4.186 4.239 4.293 4.347 4.401 4.455 4.509 4.563 4.617 4.671
90 4.725 4.780 4.834 4.888 4.942 4.996 5.050 5.105 5.159 5.213
100 5.268 5.322 5.376 5.431 5.485 5.540 5.594 5.649 5.703 5.758
110 5.812 5.867 5.921 5.976 6.031 6.085 6.140 6.195 6.249 6.304
120 6.359 6.414 6.468 6.523 6.578 6.633 6.688 6.742 6.797 6.852
130 6.907 6.962 7.017 7.072 7.127 7.182 7.237 7.292 7.347 7.402
140 7.457 7.512 7.567 7.622 7.677 7.732 7.787 7.843 7.898 7.953
150 8.008 8.063 8.118 8.174 8.229 8.284 8.339 8.394 8.450 8.505
160 8.560 8.616 8.671 8.726 8.781 8.837 8.892 8.947 9.003 9.058
170 9.113 9.169 9.224 9.279 9.335 9.390 9.446 9.501 9.556 9.612
180 9.667 9.723 9.778 9.834 9.889 9.944 10.000 10.055 10.111 10.166
190 10.222 10.277 10.333 10.388 10.444 10.499 10.555 10.610 10.666 10.721
200 10.777 10.832 10.888 10.943 10.999 11.054 11.110 11.165 11.221 11.276
210 11.332 11.387 11.443 11.498 11.554 11.609 11.665 11.720 11.776 11.831
220 11.887 11.943 11.998 12.054 12.109 12.165 12.220 12.276 12.331 12.387
230 12.442 12.498 12.553 12.609 12.664 12.720 12.776 12.831 12.887 12.942
240 12.998 13.053 13.109 13.164 13.220 13.275 13.331 13.386 13.442 13.497
250 13.553 13.608 13.664 13.719 13.775 13.830 13.886 13.941 13.997 14.052
260 14.108 14.163 14.219 14.274 14.330 14.385 14.441 14.496 14.552 14.607
270 14.663 14.718 14.774 14.829 14.885 14.940 14.995 15.051 15.106 15.162
280 15.217 15.273 15.328 15.383 15.439 15.494 15.550 15.605 15.661 15.716
290 15.771 15.827 15.882 15.938 15.993 16.048 16.104 16.159 16.214 16.270
300 16.325 16.380 16.436 16.491 16.547 16.602 16.657 16.713 16.768 16.823
Figura 2.9: Valores tabulados en mV de la termocupla tipo J.
2.3.5. Compensación de la unión fr´ıa.
Como ya se dijo anteriormente, comercialmente se proporciona una sola
unión de metales, y tenemos como salida dos cables, que constituirán la unión
fr´ıa, generalmente a partir de metales intermedios.
El termopar genera un voltaje a partir de la diferencia de temperatura entre sus
uniones, habitualmente las tablas y las fórmulas de aproximación consideran la
unión fr´ıa a 0◦
. Lograr que la temperatura de la unión fr´ıa sea de cero grados
celcius no ser´ıa de gran utilidad, en vez de esto se deber´ıa de tratar de conseguir
una solución de manera electrónica.
Considérese la situación mostrada en la figura 2.11. Por la regla de los metales
intermedios la unión fr´ıa estará a una temperatura T2 (se considerea que esta
temperatura con respecto a 0◦
)Celsius), ya que el circuito de acondicionamiento
se considera a la misma temperatura que los cables destinados a ser la unión
fr´ıa. A partir de la ecuación (2.2) tendr´ıamos lo siguiente:
dV
dT
= SHC (2.7)

(a) Vista lateral (b) Vista con cables de compensaci´on.
(c) Vista frontal.
Figura 2.10: Im´agenes de Termopar adquirido.
Circuito de
acondicionamiento
Metales
intermedios
T1 T2
Figura 2.11: Diagrama del termopar a un circuito de acondicionamiento.

donde SHC coeficiente de Seebeck de la unión Hierro-Constatán y T constituye la
diferencia de temperatura de las uniones. Una buena aproximación es considerar
que SHC es constante. Entonces se tendrá:
V = SHCT = SHCT = SHC(T1 − T2) = SHCT1 − SHCT2 (2.8)
A partir de (2.8) se puede conseguir:
T1SHC = V + SHC ∗ T2 (2.9)
Según (2.9) se puede obtener T1 si de alguna manera se logra medir T2, esto
se logra usando otro sensor; como generalmente T2 es mucho menor que T1,
se utiliza un sensor de temperatura de mucho menor rango para realizar esta
medida.
Luego de todo lo dicho se presenta el diagrama de la figura 2.12 que consti-
tuye las operaciones que se tendr´ıan que realizar para medir adecuadamente la
temperatura T1. El sensor utilizado debe ser uno que no tenga la necesidad de
T1
T2
Sensor
secundario
encargado d
medir T2
Acondiciona-
dor para Suma
Sumador
Amplificador de
Señal
Figura 2.12: Diagrama para Compensación de la unión fr´ıa del termopar.
ser compensado (o sino se producir´ıa un ciclo infinito), a continuación la señal
de este sensor debe ser acondicionada de tal manera que sea igual o aproximada-
mente igual a la señal de un termopar cuya unión fr´ıa se encuentre a 0◦
Celsius,
luego se utiliza un sumador para poder tener (2.9), luego esta Señal es env´ıada
al circuito de acondicionamiento de señal. Es importante destacar que este pro-
ceso de suma se puede realizar antes o después del proceso de acondicionmiento
para el termopar.
En secciones posteriores se mostrará como se implementa el proceso que se
mencionó a nivel de circuitos.

2.4. CIRCUITO DE ACONDICIONAMIENTO 17
2.4. Circuito de acondicionamiento
2.4.1. Aproximaciones.
Se realizará una aproximación lineal de la caracter´ıstica tensión-temperatura
del termopar, utilizando la tabla de la figura 2.9 y considerando que la temper-
atura de cocción ideal está cerca de los 150 grados celsius:
V150◦C−140◦C =
8,008mV − 7,457mV
150◦C − 140◦C
= 55,1µV/◦
C
V160◦C−150◦C =
8,560mV − 8,008mV
160◦C − 150◦C
= 55,2µV/◦
C
Vprom =
55,2µV + 55,1µV
2
= 55,15µV/◦
C = 55,2µV/◦
C
Entonces se aproxima 55.2 µV/◦
C la caracter´ıstica tensión-temperatura del ter-
mopar, la gráfica de aproximación se muestra en la figura 2.13 junto a la gráfica
obtenida mediante la ecuación 2.6.
Para medir el grado de error que se tiene se utilizará la definición de error
0 50 100 150 200 250 300
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
Termopar tipo "J"-Característica Voltaje-Temperatura
Temperatura (ºC)
Voltaje(Voltios)
Curva real
Curva Aproximada
Figura 2.13: Curva real y aproximada.
relativo en porcentaje:
E =
Valor obtenido − Valor Real
Valor real
× 100 (2.10)
Con esto se analiza el “impacto del error” que se comete en la aplicación. Para
realizar una gráfica del error relativo en función de la temperatura se utiliza
Matlab3
, obteniéndose la gráfica de la figura 2.14.
3El código se puede ver en Anexos

50 100 150 200 250 300
-100
-80
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
100
Error relativo considerando características lineales del termopar
Temperatura (ºC)
Porcentajedeerror
Figura 2.14: Error relativo en función de la temperatura Real.
Se hace esto de 25 a 300 ◦
Celsius. Se ve en la gráfica que a medida que
trabajemos a altas temperaturas la aproximación es más valedera y los errores
que podr´ıan generarse son de poca importancia, para dicha temperatura.
A continuación se describirán todos los módulos electrónicos de SAMA 1.0.
2.4.2. Compensación del termopar
Para que ocurra el efecto Seebeck a la medida de las temperaturas, es nece-
sario mantener una de las uniones a una temperatura de referencia, en este caso
se utiliza para el efecto la denominada compensación electrónica de la unión de
referencia el cual consiste en dejar que la unión de referencia sufra las varia-
ciones de la temperatura ambiente, pero éstas se detectan con otro sensor de
temperaturas, dispuesto en la vecindad de la unión de referencia, y se suma una
tensión igual a la generada en la unión fr´ıa. Para SAMA 1.0 se utilizó un sensor
de temperatura integrado para llevar a cabo el proceso de compensación, es el
LM35, que tiene un rango de medición de -55◦
C a +150◦
C figura (2.15), con
una configuración que se describirá a continuación.
El LM35 env´ıa valores lineales de tensión en función de la temperatura,
por ejemplo +250mV en valor eléctrico, indican +25◦
C en valores termicos, la
salida es de 10mV/◦
C, como lo mencionado anteriormente sobre la termocupla
tipo J, que su valor de salida cerca de los 150◦
C(cocción ideal de la carne), es
de aproximadamente 55,2µV/◦
C, la compensación consiste en utilizar al LM35
como temperatura de referencia, por lo tanto, éstos 10mV/◦
C que tiene, debe
reducirse a la escala de la termocupla, es decir a los 55,2µV/◦
C, por ello es que
están las dos resistencias(R1 y R2) en serie como divisor de tensión,se elijen los
siguientes valores de resistencias:

R1
TC(−)
R2
LM35
+4V a +20V
Figura 2.15: Compensación para la termocupla tipo J.
R1 = 56Ω R2 = 10kΩ
De tal manera a que:
VT C(−) =
VLM35 ∗ 56Ω
56Ω + 10kΩ
= 5,5688 ∗ 10−3
∗ VLM35
Si suponemos que la temperatura medida por el LM35 es de 1◦
C, el valor en
tensión lanzado en su salida será de 10mV , además suponiendo también que la
termocupla está a la misma temperatura, su salida ser´ıa de 55,2µV , entonces:
TC(−) =
10mV ∗ 56Ω
56Ω + 10kΩ
= 55,688µV (2.11)
Este valor indica que mediante el divisor de tensión hecho en la salida del
LM35 se logra que aproximadamente(los cálculos no se ajustan con precisión
por los valores de resistencias disponibles en el mercado), el valor de la salida
tomada en TC(−) sea de unos 55,688µV/◦
C que es un valor muy cercano a la
salida de la termocupla.
2.4.3. Amplificación
Amplificadores Operacionales
Básicamente un amplificador se puede representar por el circuito de la figura
2.16 Donde Zi es la impedancia de entrada del circuito, A es la ganancia en lazo
abierto del amplificador , Zo es la impedancia de salida del circuito y Vd es la
diferencia potencial en las entradas del amplificador.
El modelo de la figura 2.16 es también utilizado para el AO4
, que generalmente
posee valores muy grandes de impedancia de entrada y ganancia de lazo abierto.
Generalmente se utilizan configuraciones especiales para poder controlar la ganan-
cia de un sistema que posee configuraciones especiales, éstas se basan principale-
mente en principios de realimentación, espec´ıficamente realimentación negativa.
El s´ımbolo del amplificador operacional se muestra en la figura 2.17, la entrada
rotulada “-” se denomina “entrada inversora” y la entrada rotulada “+” es la “
entrada no inversora”.
4Abreviación de Amplificador Operacional

iZ
oZ
dAV




dV oV
Figura 2.16: Modelo de un Amplificador
−
+v+
v−
vo
Figura 2.17: S´ımbolo del amplificador.
Como la impedancia de entrada del AO es de valor muy elevado la corri-
ente de entrada se puede considerar 0 amperios, lo que también implicar´ıa que
el voltaje diferencial entre la entrada inversora y la no inversora es 0 voltios,
entonces para realizar el análisis con amplificadores operacionales consideramos
que no fluye corriente en las entradas del mismo y que las entradas están al mis-
mo potencial, esta consideración se conoce como “restricción de punto suma”.
Amplificador no inversor
Se analizará ahora la disposición de amplificador no inversor mostrada en
la figura 2.18, que es el que será utilizado en SAMA. Utilizando la restricción
de punto suma, se sabe que la entrada se encuentra al mismo potencial que la
entrada no inversora. Utilizando esto, podemos aplicar la ley de corrientes de
Kirchoff se consigue:
Vi
RA
+
Vi − Vo
RB
= 0 (2.12)
de 2.12 se obtiene:
Vo = 1 +
RB
RA
Vi (2.13)
Se debe elegir RB Y RA de tal manera a obtener la ganancia deseada, pero
antes de pasar a la elección de éstas resistencias se pasará al análisis de algunas
caracter´ısticas que conciernen a los amplificadores operacionales.

+ +
-
-
AR
BR
iV
oV
Figura 2.18: Amplificador no Inversor
Desviaciones en amplificadores operacionales
En la práctica los amplificadores operacionales están constituidos interna-
mente por transistores y estos agregan ciertos errores a la hora de realizar medi-
ciones.
Entre los causantes de estos errores tenemos a la corriente de polarización IB,
la corriente de offset Ioff y el voltaje de offset Voff , estos son mostrados en la
figura 2.19.
La corriente de polarización, se debe a los transistores internos, estos como se
sabe, necesitan ser polarizados de alguna manera, la corriente de polirazación
está rotulada IB+ e IB− para las corrientes de polorización de la entrada no
inversora e inversora respectivamente. La corriente de de offset es debida a que
las corrientes de polarización no son iguales y está definada por:
Ioff = IB+ − IB− (2.14)
El voltaje de offset modela el hecho de que cuando se tiene una entrada difer-
encial de 0 Voltios la salida del amplificador no es 0 Voltios. Se analizará ahora
como afecta estas desviaciones al amplificador no inversor, para ello se aplicará el
principio de superposición.
Se Voff por un corto circuito,
Ioff
2 por un circuito abierto, y simplemente vemos
las corrientes de polarización. Además se supone que el voltaje de entrada es
de 0 voltios pero que esta fuente de entrada es tiene una resistencia de salida

+
-
BI
BI
2
offI
ffV0
Figura 2.19: Modelo para las desviaciones del AO.
representado por Rint.
Con todas las consideraciones mencionadas se tendr´ıa el circuito de la figura
2.20.
El potencial en la entrada no inversora estará dado por :
V+ = −IB+Rint (2.15)
Y aplicando LCK 5
:
V+
RA
+
V+ − Vo
RB
+ IB− = 0 (2.16)
de 2.15 y 2.16 se obtiene:
Vo = −Rint ∗ IB+(
RB
RA
+ 1) + IB−RB (2.17)
De 2.17 se ve que se puede reducirVo reduciendo RB , esto es manteniendo esta
resistencia para obtener la ganancia deseada, si IB+ = IB− se podr´ıa conseguir
que los efectos de la corriente de polarización sean anulados, no se utiliza este
método por que en general IB+ = IB−, entonces se considera que la mejor man-
era de reducir los efectos de las corrientes de polarización es reduciendo RB y
también Rint.
Seguidamente se pasivarán las corrientes de polarización y el voltaje de offset
y se verá solo el efecto de la corriente de offset, entonces se tiene el circuito de
5Ley de corrientes de kirchoff

+
-
BI
AR
BR
oV
BI
BI
+
-
AR
BR
intR
Figura 2.20: Circuito equivalente para análisis de efecto de Corriente de polar-
ización.
la figura 2.21 de la cual se puede obtener que:
Vo2 = −
Ioff
2
Rint(
RB
RA
+ 1) −
Ioff
2
RB (2.18)
Los efectos del voltaje de offset no pueden ser reducidos, aunque si son con-
siderados constantes se pueden obtener circuitos de calibración para compensar
su efecto, pero en la realidad no son constantes y dependen de muchas variables,
tales como la temperatura, corriente de alimentación,etc.

AR
BR
oV
+
-
2
offI
intR
Figura 2.21: Circuito equivalente para análisis de efecto de Corriente de Offset.
Elección de resistencias
A partir de lo analizado en la sección anterior, se nota claramente que es
mejor trabajar con resistencias de poco valor “óhmico”, ya que ayudan a que
las corrientes de desviación de los amplificadores operacionales no afecten de
manera considerable en la ganancia deseada.
Por mencionar otro factor, el ruido metido por las resistencias de poco valor
es menor, esto se da por ejemplo en el caso del ruido Johnson o ruido térmico,
este tipo de ruido es producido por el movimiento aleatorio de electrones en
el material resistivo, está dado por 2.19, este da el ruido en rms (ra´ız media
cuadrática).
Rrms = 4kRT(f2 − f1) (2.19)
donde
k : Constante de Boltzman R : Resistencia
T : Temperatura absoluta del resistor (f2 − f1) : Ancho de banda del ruido
Amplificación de la señal de la termocupla
Una vez explicado detalladamente el proceso de compensación de la ter-
mocupla, procedemos a abordar el tema de la amplificación de los valores da-
dos por el termopar, recordemos que éste es 55,688µV/◦
C, hallado anterior-
mente, se define por los diseñadores que cada grado cent´ıgrado de temperatura,
esté representado por 10mV, en otras palabras, la salida del amplificador será de
10mV/◦
C, se utilizará para el caso de amplificación, los llamados amplificadores
operacionales, considerando pues que las tensiones a ser amplificadas serán muy

pequeñas(valores dados por la termocupla), el AO utilizado debe ser muy pre-
ciso, con bajo offset de corriente y tensión de entrada y propenso a fenómenos
como ruido externo para que éstos no afecten en gran manera la etapa de am-
plificación describida a continuación.
De los cálculos hechos recientemente, se concluyó que la termocupla ofrec´ıa
una respuesta a la temperatura de 55,688µV/◦
C, como lo deseado es que la salida
de la etapa de amplifiación sea de 10mV/◦
C se procede a hallar la ganancia que
debe tener tal diseño de AO.
G =
Vo
Vi
=
10mV/◦
C
55,2µV/◦C
= 181,159 (2.20)
El siguiente gráfico es la configuración del amplificador fig.(2.22):
1Ω 180Ω
−
+TC(+)
Out
-12 V
+12 V
47nF
Figura 2.22: Configuración de la etapa de amplificación de los valores del ter-
mopar.
Tal configuración de amplificador, tiene una ganancia representada como:
G = 1 +
RF
RA
= 1 +
180Ω
1Ω
= 181 (2.21)
El capacitor en tal configuración no es más que para disminuir en lo posible
el ruido que puede ingresar a esta etapa por medio de la salida positiva del
termopar.
Varios análisis y pruebas extensas en el laboratorio, comprobaron que el
amplificador operacional OPA27, cortes´ıa de TEXAS INSTRUMENTS es ideal
para esta aplicación, pues posee un offset de entrada de 100µV como valor
máximo y otras caracter´ısticas apreciables.
Configuraaciones alternativas
Se probaron otras disposiciones de amplificadores operacionales , que esta-
ban configuradas para autocompensarse, entre ellas se destaca el amplificador

diferencial mostrado en la figura 2.23. Esta configuración fue probada varias
+
+
-
-
Entrada de terminal
positivo de termopar
Figura 2.23: Circuito amplificador diferencial
veces cuando no se dispon´ıa del OPA 27, pero no dio resultados positivos en la
hora del montaje.
2.4.4. Resultados
En la figura 2.24 se muestra una imagen donde se está midiendo la temper-
atura ambiente con varios instrumentos, entre ellos ya se encuentra el termopar
con el circuito de acondicionamiento. De izquierda a derecha los mult´ımetros
Figura 2.24: Resultados.
miden la temperatura lanzada por el: LM 35, Termopar directamente conecta-
do al tester, Termopar con amplificador no inversor, termopar con amplificador
diferencial .
Suponiendo que el LM35 entrega correctamente el voltaje que indica la temper-
atura correcta, en este caso 29.1 grados Celsius, el que más se aproxima al valor

2.5. CIRCUITO DE CONTROL 27
real es el del amplificador no inversor. Además el amplificador diferencial era
extremadamente inestable, razón por la cual se decidió utilizar el amplificador
no inversor, cuya funcionalidad se presentó extensamente ya en las secciones
anteriores.
2.5. Circuito de control
2.5.1. Variación de la temperartura de cocción
La señal de referencia se genera con la siguiente lógica: si se tiene una tem-
peratura de cocción del asado por ejemplo 150 grados celsius , entonces para
esta temperatura tendr´ıamos un voltaje que represente esa temperatura a este
voltaje, se le llama V(150 grados). Entonces las señales de referencia se ponen
a V(150+5 grados) y V(150-5 grados).
Se hace que el usuario especifique la temperatura de V(150+5 grados) y a este
se le resta V(10 grados) para obtener el rango de trabajo.
Hasta aqu´ı ya tenemos la base primordial de todo el proyecto, la parte sen-
sores y su respectivo acondicionamiento, pues si no fuesen en lo posible exactos
estos módulos, no ser´ıa provechosa realizar las demás, es fundamental pues, que
los valores medidos deben ajustarse al máximo a los valores reales de cocción.
Primeramene la fase de compensación y luego la de amplificación, de aqu´ı en
más, los módulos descritos están orientados más a la parte de señales para el
accionamiento(motores) e interfaz con el/la usuario/a(definición de la temper-
atura de cocción).
Primeramente se explicará el proceso con el cual el usuario de SAMA 1.0
puede elegir una temperatura de cocción deseada. Observando la figura 2.25,
se puede notar a la izquierda una serie de resistores y un potenciómetro, es-
ta parte del circuito está diseñado para realizar un divisor de tensión y con
el potenciómetro definir el rango al cual será definido, es decir si el cursor del
potenciómetro estuviera al m´ınimo, la tensión en ella ser´ıa 0V , por ser practi-
camente un corto circuito entre el cursor y el pin que está a tierra, en cambio si
el cursor estuviese al máximo(los 20kΩ entre cursor y tierra), la tensión ser´ıa:
Vcursor =
20kΩ ∗ 12V
20kΩ + 12kΩ + 2,2kΩ + 47kΩ
= 2,955V (2.22)
Por lo tanto el rango definido de la tensión en el cursor del potenciómetro es
de Vcursor = 0V a 2,955V , recordando los cálculos para la etapa de amplificación
de las señales de la termocupla fue de 10mV/◦
C, estos valores hallados con la
configuración de resistores en serie y el potenciómetro, representa térmicamente
a un rango que es de 0◦
C a 295.5◦
C.
Observando de vuelta la figura 2.25, la siguiente asociación de resistores se
realiza de tal manera a que con el divisor de tensión se obtenga aproximadamente
0.1V o termicamente 10◦
C:
Vref =
12V ∗ 100
100 + 12kΩ
= 0,099V (2.23)

20kΩ
2k2Ω
12kΩ
47kΩ
+12V
100Ω
12kΩ
+12V
−
+
-5 V
+5 V
−
+
-5 V
+5 V
−
+
-5 V
+5 V
R4
R3
R1
R2
Up
Down
Figura 2.25: Circuito de señal de accionamiento y selección de temperatura.
Los dos operacionales que están conectados a los divisores de tensión de-
scritos, tienen una configuración de seguidor de tensión, para que estos vean
una alta impedancia en las terminales de los operacionales y al acoplar a otra
parte del circuito(siguiente configuración de operacional) no se vean afectados
de ninguna manera.
Por ultimo se encuentra el operacional que contiene las salidas de los seguidores
de tensión, tal configuración es un amplificador diferencial, Suponiendo que el
amplificador operacional es ideal, y que R4/R3 = R2/R1, se puede observar que
la tensión de salida es una constante multiplicada por la señal diferencial de
entrada (Vup − Vref ), es decir.
VDown =
R2
R1
(VUp − Vref ) (2.24)
Para el efecto se elijen R4 = R3 = R2 = R1 = 100Ω, de tal manera que la
salida es la diferencia de ambas tensiones de entrada y la constante es la unidad.
Con esto se logra que la salida VDown sea 10◦
C menor que la temperatura de
cocción elejida por el usuario, lo que se desea es que exista un rango a la cual
las señales de accionamiento no sean enviadas, esto ser´ıa si la termocupla se
encontrase a ±5◦
C de la temperatura elejida. Los amplificadores operacionales
elejidos para este bloque es el LM324

2.6. TARJETA DE CIRCUITOS IMPRESOS 29
2.5.2. Lógica de accionamiento
Ahora estas dos señales Up y Down son enviadas a un bloque de com-
paradores, donde se definen si la termocupla está a sobretemperatura(mayor a
la temperatura elejida) o a subtemperatura(menor a la temperatura elejida),
véase la figura 2.26.
−
+Down
-12 V
+12 V
−
+
Up
-12 V
+12 V
1kΩ
+5 V
Signal to Down
1kΩ
+5 V
Signal to Up
Out
Figura 2.26: Comparador para comprobar el estado del sensor.
Ambos comparadores tienen la misma referencia de entrada Out, que es la
salida de la etapa de amplificación del termopar explicada en secciones anteriores
figura 2.22, entre sus otras entradas Up y Down existe 0.1V de diferencia o 10◦
C,
este es el rango en el cual no existe una señal para bajar o subir, es decir la
parrilla se mantiene quieta; las salidas Signal to Up y Signal to Down, son las
señales de accionamiento para los motores. el comparador utilizado para esta
operación es el LM2901. En la figura 2.27 se muestra los resultados de una
simulación (utilizando Pspice ) con una entrada al amplificador de 1 milivoltios.
2.6. Tarjeta de Circuitos Impresos
El diseño de la placa es otro de los paso más importantes en la placa de
acondicionamiento de una señal, especialmente si se trabaja sobre señales muy

Figura 2.27: Simulaci´on del ampliﬁcador con una entrada de 1mV.

chicas tales como el termopar. El diseño de la placa es realizado con la her-
ramienta Layout6
.
En la figuras 2.28 y 2.29 se muestran imágenes donde se muestran las capas Top
y Bottom respectivamente, es decir las caras superior e inferior de la placa. Se
puede notar que la capa superior es utilizada simplemente para realizar puentes,
la mayor parte de las conexiones se encuentran en la parte inferior de la placa.
Figura 2.28: Diseño de Placa-top.
Con lo que respecta a la disposición de los componentes, lo que se trata de
hacer es agrupar los componentes de acuerdo al módulo al cual corresponden,
se distinguen en la placa claramente las etapas de entradas - compensación-
amplificación-generador de señales-lógica de control y salidas.
En el cuadro 2.2 se muestra una tabla donde se especifican las dimensiones que
conciernen a la placa, se trata de especificar todas las dimensiones relevantes.
En la tabla 2.3 se muestran algunas caracter´ısticas importantes de encapsu-
lado de componentes.
En la fig 2.30 se muestra la placa terminada y con los componentes ya sol-
dados.
6Se asume que el lector tiene cierto conocimiento sobre herramientas de Diseño de Placas

Figura 2.29: Dise˜no de Placa-Bottom.
Característica Medida en mm Medida en mil=0.1 pulgadas
Dimensiones de placa:
Ancho de placa 77.9 3062
Largo de placa 82.8 3297
Grosor de pistas:
Alimentación 0.76 30.0
Conexión de Componentes 0.51 20.0
Separaciones
Pista a pista 0.508(mínimo) 20(mínimo)
Pista a vía 0.31(mínimo) 15(mínimo)
Pista a pad 0.31(mínimo) 15(mínimo)
Plano de tierra (copper pour):
Clearance 0.3 12.0
Cuadro 2.2: Tabla de algunas dimensiones importantes.

Componente Encapsulado-Característica Cantidad de Pines
OPA 27-Amp. Op Dual-In-Line Plastic Packages (PDIP) 8
Lm 2901-Comparador Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14
Lm 324-Amp Op Pin Plastic Dual In-Line Package (DIP) 14
Lm 35-Sensor de Temperatura Plastic Package 3
Resistencias De inserción-axiales 2
Condesadores De inserción-radial 2
Cuadro 2.3: Caracter´ısticas de encapsulado de componentes.
Figura 2.30: Placa terminada con los componentes ya soldados.

Cap´ıtulo 3
Accionamiento.
35

36 CAPÍTULO 3. ACCIONAMIENTO.
3.1. Introducción
El módulo de accionamiento del motor fue desarrollado tras definir y afer-
rarse a una interfaz para comunicar este módulo con el módulo del sensor. La
misma fue la primera cuestión a definir y fue la que permitió el desarrollo in-
dependiente de ambos módulos, hecho que agiliza el desarrollo del mismo al
volverlo independiente. Como veremos cada submódulo de esta sección fue de-
sarrollado siguiendo esta misma temática de independizar los mismos.
La idea básica este módulo desarrollado es que tras recibir la señal de subir
o bajar el mismo active el motor de CC con una polaridad u otra, además de
permanecer en reposo cuando ambas señales estén bajas. Estas señales se emiten
por convención por v´ıas distintas y están a 5 [V] en modo activo y 0 [V] para
reposo.
El trabajo desarrollado no se limita solo a esto, sigue con medidas de con-
tención de errores, el desarrollo de una interfaz para que al usuario le sea posible
mover la parrilla accionado el motor, implementar un reloj, entre otras cosas ya
menos importantes detalladas a profundidad más adelante en este informe.
Las metas al emprender esta labor son claras y el trabajo fue apuntando a las
mismas atendiendo a no dispersarse en otras cosas ya que el tiempo disponible
para el desarrollo es limitado. Prioridad uno es el funcionamiento del módulo,
luego es el precio y por último pero no dejado de lado la estética del mismo.

3.2. CONTROL DIGITAL 37
3.2. Control Digital
Para el movimiento del motor utilizamos un circuito de control digital, de
esta manera, el objetivo es que este circuito reciba la señal del sensor de temper-
atura o de los pulsadores manuales y de acuerdo a si el habilitador está encendido
o apagado, pase o no esta señal al puente H para mover el motor, también de-
berá realizar un control de las señales que nos env´ıa el sensor de temperatura,
ya que estas no deben coincidir al mismo tiempo en un nivel lógico alto.
Ese es el objetivo de forma general, ahora veremos cómo logramos que se
comporte as´ı de manera más detallada. Como primer punto a detallar tenemos
el habilitador, el cual consideramos solo como una entrada al realizar la simpli-
ficación por Karnaugh pese a que recibe dos señales, una del circuito astable y
otra para utilizar el control manual, esto hicimos porque desde el punto de vista
de la transferencia de señal al motor no importa cual de los modos está activo,
sólo importa si se debe pasar la señal o no.
Ahora generaremos la tabla de verdad para que el circuito deje pasar la
señal sólo cuando el habilitador está activado. Nótese que en este punto aún
no tomamos en cuenta el hecho de que las señales de subir y bajar se pudieran
activar al mismo tiempo, esto haremos más adelante.
E D T Out
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 0
0 1 1 0
1 0 0 0
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 0
E: Habilitador; D: Señal bajar; T: Señal tope inferior; Out: Salida
Ahora realizamos lo mismo para la señal de subir.
E U T Out
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 0
0 1 1 0
1 0 0 0
1 0 1 0
1 1 0 1
1 1 1 0
E: Habilitador; U: Señal subir; T: Señal tope superior; Out: Salida
Realizando la simplificación por Karnaugh las salidas nos quedan se la sigu-
iente manera: OutDown = EDT y OutUp = EUT respectivamente, aqu´ı clara-
mente podemos observar que lo que quer´ıamos lograr se puede alcanzar con sólo

una compuerta NOT y una compuerta AND de tres entradas, en la prácti-
ca lo que utilizamos es una compuerta NAND y una compuerta NOT con
SmithTrigger para de esta manera poder utilizar el fenómeno de histéresis
para mejorar la onda cuadrada de nuestro circuito astable, a consecuencia de
esto nuestras salidas no son OutDown y OutUp, sino OutDown y OutUp, esto
no tiene importancia porque más adelante veremos que el circuito funciona con
lógica negada, además de controlar sólo el sentido en que gira el motor y esto
también depende de como conectemos al final el motor. Aqu´ı está como imple-
mentamos finalmente esta parte del circuito:
Figura 3.1: Bajar
Figura 3.2: Subir
Ahora que ya tenemos el circuito para dejar pasar la señal sólo cuando el
habilitador está activo, nos concentraremos en el habilitador, en este caso lo
único que necesitamos es un circuito que cuando el circuito astable esté en
su nivel bajo y el switch manual también esté desconectado, nos devuelva un
”0”lógico. Debido a que aqu´ı también utilizamos la compuerta NOT para hacer
uso de su SmithTrigger y para utilizar el mismo integrado que ya necesitamos
en la anterior parte digital también utilizamos una compuerta NAND en esta
ocasión, de este modo nuestra tabla de verdad nos queda de la siguiente manera:

3.2. CONTROL DIGITAL 39
U T Out
0 0 0
0 1 1
1 0 1
1 1 1
y el circuito nos queda como se ve en la figura 3.3.
Figura 3.3: Habilitador
Una vez que ya tenemos todo el circuito que env´ıa la señal de control al
puente H, lo que nos queda por hacer en la parte digital es diseñar uno que
impida que ambas señales (la de subir y la de bajar) se activen al mismo tiempo,
lo cual ser´ıa fatal para los transistores del puente H. Para diseñar el circuito
entonces lo primero que hacemos es la tabla de verdad que nos queda de la
siguiente manera:
U D S0 S1
0 0 0 0
0 1 0 1
1 0 1 0
1 1 0 0
Nuevamente al resolver la tabla de verdad anterior por Karnaugh las sali-
das nos quedan as´ı:S0 = UD y S1 = DU, con lo cual el circuito nos queda
directamente as´ı:
Por último ensamblando todos los circuitos anteriores esto nos queda como
se ve en la figura 3.5 :

Figura 3.4: Verificador
Figura 3.5: Circuito digital completo
3.3. Three State
3.3.1. Introducción
A manera de tener una única entrada en el circuito digital para las ordenes
de subir y bajar, decidimos emplear three states para las señales emitidas por
el sensor. Para las emitidas por las llaves manuales haremos el mismo trabajo
de los three states pero de manera mecánica.
En orden a elevar nuestros conocimientos y llevar a la práctica cuestiones
relacionadas a lo aprendido en el curso de .El
ectrónica 1”decimos no utilizar un
integrado, sino que construir el mismo con componentes discretos. El diseño del
mismo fue propio ya que los esquemáticos que hab´ıamos encontrado al investigar
sobre el tema requer´ıan un considerable número de componentes al punto de
no justificar la relación de espacio y costo que sumaban los mismos versus lo
ganado al analizar un circuito. Por este motivo dimos un paso más adelante y
nos dispusimos a diseñar de cero el circuito.

3.3. THREE STATE 41
3.3.2. Negador con Enable.
El requerimiento básico a tener en cuenta de manera a no estropear la labor
de nuestros compañeros encargados del sensor era que este circuito tuviese una
gran impedancia de entrada. Lo primero que vino en mente fue hacer sencilla-
mente que la señal, de ahora en más referida igualmente como entrada, saturace
o pusiese en corto a un transistor; una clásica aplicación del mismo como llave.
Fue as´ı como pasamos a analizar el siguiente modelo:
Para cumplir con las especificaciones pautadas, RB debe tener un valor ele-
vado. Determinamos que unos 100 [kΩ] ser´ıa suficiente tras el siguiente análisis
para determinar la corriente que demandamos al modulo del sensor con la mayor
entrada.
VEntradaMAX
= VBESAT
+ IRB
· RB 5 = 0,7 + IRB
· 100k
IRB
= 43 [µA]
Ahora debemos determinar el voltaje al cual queremos que nuestro transistor
sature. Sabemos por investigar en datasheets de integrados que un valor común
a partir del cual una señal se considera como 1 (uno) lógico es 2.5 [V], por este
motivo buscamos a continuación que el transistor sature con una entrada de
valor cercano al mismo. Debemos hallar para proseguir el valor de IRB
en estas
condiciones.
VHightmin = VBESAT
+ IRB
· RB 2,5 = 0,7 + IRB
· 100k
IRB
= 18 [µA]
Considerando hfeQ = 100 y la seãl activa del enable de 5 [V]

VEnableHight
= RC · IRC IRC = hfeQ · [IRB
IRC
= 1,8 [mA]
→ 5 = 1,8m · RC RC = 2,78[kΩ]
Finalmente nos decidimos por disponibilidad por una resistencia de 2,2 [kΩ].
El transistor no debe tener nada de especial, utilizaremos el 2N2222, ya que
es el mismo utilizamos en varias casos en el desarrollo del proyecto (disminuye
costo en compra de componentes de repuesto).
Pasamos a analizar ahora el circuito que diseñamos hasta el momento. No-
tamos que el mismo se comporta como un negador, pero el gran problema que
surge es que al estar el Enable en 0 [V], la salida opuestamente a lo desado,
siempre ser´ıa igual al, mal llamado en este caso, Enable. Esto aparentemente
nos tira al tacho toda la labor realizada hasta el momento, pero tras buscar por
un tiempo la solución nos entramos con ella.
3.3.3. Nuestro propio Three State
El modelo que soluciono nuestros problemas, cumpliendo cabalmente nues-
tras expectativas, es sencillamente un duplicado de nuestro ”Negador con En-
able¸conectado a la salida del anterior.
A la hora de diseñar el mismo consideramos la entrada de este módulo añadi-
do no afectar´ıa en nada al anterior dada su alta impedancia de entrada. El re-
sultando, nuestro .En
able2
a es digno del nombre, cumpliendo con el rol esperado,
además obviamente la salida ya no está negada. Por último agregamos un diodo
en la salida, de manera a que cuando el circuito se encuentra inhabilitado, el
mismo queda en alta impedancia. Gratamente podemos concluir que el circuito
diseñado cumple plenamente con los requerimientos, y se enmarca plenamente
en la definición de un ”Three State”.
Por último como corresponde para cada circuito analizado y más aún de
uno diseñado pasamos a probarlo con las herramientas que tenemos a mano. Lo

3.3. THREE STATE 43
simulamos con ayuda del Orcad; lo interesante que a obtener con el mismo es la
transferencia Señal/Salida, corroborando una adecuada relación. La gráfica de
la misma la presentamos a continuación:
La misma como se ajusta a los parámetros demarcados, con una variación
que consideramos despreciable atendiendo que la salida será conectada a un
integrado, el cual toma como 0(cero) lógico valores entre 0 y 1.35 [V], en tanto
considera como 1(uno) lógico los comprendidos entre 3.15 y 5.5 [V]. El rango de
valor indeterminado a su vez podemos ver que es mucho menor ahora, que es
algo que naturalmente buscamos eliminar.

3.4. Circuito Astable
Debido a la considerable inercia térmica de nuestro sensor, hemos decidido
utilizar algo similar a un clock que habilite periódicamente a la señal emitida
por el este. Cabe recabar que la utilización de dicho circuito solo se da en el
modo automático esto es lógico teniendo en cuenta que ser´ıa fastidioso en el
modo manual que la parrilla se mueva a intervalos.
Tras investigar y probar un par de modelos de circuito astable, nos decidimos
por el siguiente modelo:
El principio básico de funcionamiento del modelo anterior lo explicamos a
continuación.
Cuando un transistor conduce, el otro se halla en corte, las salidas posibles
se hallan indicadas como V o1 y V o2; las mismas por lo antes mencionado se
hallan desfasadas 1800
grados. Para que el circuito funcione de manera deseada
se debe dar que R1 y R2 sean mucho menores a R3 y R4 respectivamente. Esto
para que el tiempo de descarga de los capacitores sea despreciable en relación
al tiempo de carga de los mismos. Por conveniencia utilizaremos los mismos
valores de R1 y R2, as´ı como de R3 y R4.
Suponiendo que el tiempo de conmutación de los transistores es mucho menor
que el tiempo que les lleva a los capacitores cargarse (lo cual se corrobora en el
circuito final para los componentes utilizados), además que ya se encuentra el
sistema en un estado estable tras haberse conectado el mismo a Vcc. As´ı pues
ahora suponemos que el circuito se halla en el periodo en el cual Q1 se halla
conduciendo y Q2 en corte, por tanto los capacitores C1 y C2 se cargan a través
de R3 y R2 respectivamente.

3.4. CIRCUITO ASTABLE 45
La constante de tiempo de carga de C1 es:
τ1C1 = R3C1
En tanto que para C2, que está en serie con Q1 es:
τ2C1
= R2C2
Al cargarse C1, VBE2 aumenta, y en el instante t1 llega al valor de Vγ. Por
tanto Q2 entra en conducción, disminuyendo su tensión en el colector y por ende
la tensión de base de Q1 llevando a este hacia el corte y por ende aumentado el
voltaje de colector del mismo, lo que facilita la conducción de Q2. En la siguiente
figura vemos lo que ocurre en el instante que Q1 entra en corte, en tanto que
Q2 está por entrar en conducción.
En ese instante los capacitores comienzan a cargarse en sentido contrario
hasta llegar en el instante t2 en el que la tensión de base de Q1 es el necesario

para llevarlo a la conducción con lo que análogamente al caso explicado anteri-
ormente Q2 entrará en corte. Este proceso como podemos notar es c´ıclico y que
determinada la frecuencia del mismo por el valor de los componentes utilizados
en el circuito.

3.4.2. Análisis de cada estado semiestable.
Q2 conduce, Q1 cortado.
En t1, Vc alcanza el valor necesario que pone a Q2 activo.
VC1(t1) = Vγ − VCESAT
Ya que C2 completa su carga en un tiempo mucho menor que t1, debido a
la relación entre las resistencias, VC2
resulta:
VC2(t1) = VCC − VBESAT
si IR2(t1) = 0
Calculamos ahora las corrientes resistencias exactamente antes que Q2 em-
piece a conducir:
IR3 =
VCC − Vγ
R3
IR1 =
VCC − VCESAT
R1
La corriente de base de Q1 es:
IBQ1
= IR4
=
VCC − VBESAT
R4
IC de Q1 es la corriente que circula a través de R1 y de la corriente a través
de R3. Teniendo en cuenta que R3 R1, podemos considerar que la corriente
es la que circula a través de R1.
IC1 = IR1 + IR3 =
VCC − VCESAT
R1
+
VCC − Vγ
R3
VCC − VCESAT
R1
Al cargarse completamente C2 la corriente por R2 es nula, por lo que la
Ib de Q1 será extremadamente pequeña e igual al aporte de corriente a través
de R4. Dado esto si Q1 está saturado, durante todo el periodo de conducción
permanecerá en dicho estado.
Si Q1 esta saturado se debe dar que:
IC1
IB1
=
VCC − VCESAT
R1
VCC − VBESAT
R4
< βminQ1
Lo cual se cumple en nuestro caso por lo que resulta innecesario un análisis
del estado activo.

Q1 conduce, Q2 cortado.
En t+
1 Q1 se encuentra cortado y Q2 está conduciendo. La variación del
voltaje en los capacitores no es instantánea, por lo que el mismo se mantienen.
vC1t1− = vC1t1+ = Vγ − VCESAT
vC2t1− = vC2t1+ = VCC − VBESAT
En t+
1 :
VCC = IR3 R3 + (IR1 + IR3 )rx + VBVSAT
IR1
R1 − vC1t−
1
= IR1
R1 − Vγ + VCESAT
= IR3
R3
⇒ IR3 =
IR1
R1 − Vγ + VCESAT
R3
VCC = Vγ − VCESAT
VCC =
IR1
R1 − Vγ + VCESAT
R3
(R3 + rx) + IR1 rx + VBESAT
3.4.3. Cálculo de la frecuencia y periodo de cada estado.
El periodo en el que conduce Q1 se encuentra definido por la como va var-
iando VC1
, ya que es cuanto le toma llegar a polarizar directamente la base de
Q2. La tensión en bornes de C1 en el instante t1 resulta:
IR1 =
VCC − VBESAT
+
Vγ − VCESAT
R3
(R3 + rx)
rx + R1
(R3 + rx)
R3
IR1
VCC − VBESAT
+ VCESAT
+ Vγ
rx + R1
vC1(t1)
= VC1f + (VC1i − VC1f )e
−T1
τ1 = Vγ − VCESAT
τ1 = R3C1
VC1 inicialmente vale lo que alcanza al término del anterior estado semiestable,
lo cual consideramos como el valor final el cual se dá cuando la IR3 es nula:
VC1i = vC1inicial
= −VCC + VBESAT
VC1f = vC1final
= VCC + VCESAT
Por tanto, T1 determinamos a partir de:
vC1(t1)
= VCC − VCESAT
+ (VBESAT
− 2VCC + VCESAT
)e
−T1
R3C1 = Vγ − VCESAT

T1 = R3C1 ln
2VCC − VBESAT
− VCESAT
VCC − Vγ
Para determinar el tiempo de conducción de Q2 (T2) procedemos de manera
similar:
vC2(t2)
= VCC − VCESAT
+ (VBESAT
− 2VCC + VCESAT
)e
−T2
R4C2 = Vγ − VCESAT
T2 = R4C2 ln
2VCC − VBESAT
− VCESAT
VCC − Vγ
Por tanto la oscilación del circuito se dá con una frecuencia:
f =
1
T1 + T2

3.4.4. Implementación
A la hora de definir la salida del astable, tomamos en consideración las
caracter´ısticas de nuestro sensor y el tiempo que demora la parrilla en ir de un
tope al otro. Tras analizar esto hemos considerado que el periodo en que la señal
se encuentra habilitada tendr´ıa que estar entre los 0.5 y 1 segundos; en tanto
que el tiempo entre estos periodos debe ser de 1 a 2 segundos.
Hemos decidido utilizar para R4 como para R2 valores de 22 [kΩ], y dado
esto obtamos por una resistecia 100 veces menor para R1 y R3, es decir de
220 [Ω], esto con ayuda del Pspice ya que al simular el circuito con esta relación
entre resistencias la señal obtenida fue apreciablemente cuadrada.
Por tanto ahora nos queda determinar el valor de los capacitores para poder
obtener los periodos buscados. As´ı pués acotados también por la disponibilidad
en el mercado local decidimos utiilizar:
C1 = 100 [µF] C2 = 47 [µF]
Tomando la salida claro en C2. Con estos valores nuestros periodos por tanto
serán de:
T1 = 22k · 47µ ln
2 · 5 − 0,7 − 0,2
5 − 0,7
T1 = 775 [ms]
T1 = 22k · 100µ ln
2 · 5 − 0,7 − 0,2
5 − 0,7
T1 = 1,65 [s]
Simulamos ahora el circuito con ayuda del PSpice

En la misma observamos que el valor máximo del 0 lógico es de 1.2 [V], lo
cual es bueno ya que nuestro debido al integrado podemos variar en un rango
de 0 a 1.5 [V]. También apreciamos que se cumple lo pretendido en relación a
la cuadratura de onda, de todas formas para estar más seguros de conseguir lo
pretendido, esta señal será trigada en su primera fase como lo podemos observar
en la sección de Control Digital

3.5. Puente H
A fin de controlar el accionamiento de nuestro motor, tanto para subir o
bajar la parrilla, emprendimos una investigación de las soluciones empleadas
para problemas similares. As´ı pues, dado que el motor a utilizar ser´ıa el de un
limpiaparabrisas o levanta vidrios, las primeras búsquedas fueron de circuitos de
control de ellos en veh´ıculos. Los mismos encontramos que se hallan controlados
por relés con swichts, en modelos viejos, o integrados, en los más nuevos, que
manejan su estado. Pero este modelo no nos resulta tan conveniente teniendo en
cuenta los objetivos académicos del trabajo. Por ello pasamos a buscar modelos
de control de motores DC en aplicaciones electrónicas. Tras esto optamos por
emplear un puente H con transistores, el cual es de amplia utilización en estos
casos. El mismo permite un control completo del motor, es decir, podemos
calcular el sentido y la velocidad de giro (el voltaje en realidad, del cual depende
la misma).
Básicamente lo que se pretende realizar con el mismo es controlar el estado
de dos parejas de transistores Q1-Q4 y Q2-Q3; de manera que cuando una
pareja este saturada, la otra se encuentre en corte permitiendo as´ı el giro en
un sentido, e invirtiéndolo sencillamente al cambiar la pareja de transistores de
estado (corte a saturado y saturado a corte).

3.5. PUENTE H 53
3.5.2. Modelo elegido.
Tras ver como podr´ıamos aplicar el puente H para cumplir con todas nuestras
expectativas para accionamiento el motor, atendiendo los transistores a utilizar
teniendo en cuenta los requerimientos de corriente y su disponibilidad en el
mercado local, además de que el mismo sea lo más sencillo a la hora de controlar
y otros puntos menos relevantes, finalmente seleccionamos siguiente circuito:
En este modelo, los transistores Q1 y Q6 son empleados para controlar a
los otros cuatro, siendo Q1 responsable del estados de Q2 y Q5, en tanto Q6
es responsable del estado de los dos restantes. Estos transistores de control no
deben soportar altas corrientes (no son altas al comparar con las que atraviesan
a los otros cuatro), por lo que no necesitan ser tan robustos. Seleccionamos para
esta tarea a una pareja de transistores 2N2222, los cuales soportan una corriente
de colector de hasta 800 [mA].
Los transistores Q2, Q3, Q4 y Q5 que hacen las veces de switchs deben sopor-
tar toda la corriente del motor. Este corroboramos en la practica que consume
hasta 6 [A] y normalmente 4.7 [A] al operar, y esto fue el gran determinante a
la hora de elegir el transistor correcto para la tarea.
Tras investigar un poco y averiguar la disponibilidad quedamos con dos posi-
bilidades, las parejas TIP120 (NPN) TIP125 (PNP) y TIP 140 (NPN) TIP145
(PNP). La primera tiene una corriente nominal de 5[A], lo cual deber´ıa ser
suficiente atendiendo que esto se supera solo por instantes; pero ya que la se-
gunda tiene una corriente nominal 10 [A] y no es grande la diferencia de costo,
utilizamos esta, con lo que ganamos mucha robustez.
Los cuatro diodos que vemos en la figura son los denominados ”Diodos de
rueda libre”, los mismos proporcionan seguridad a nuestros transistores ante los
t´ıpicos picos de voltaje en los bornes del motor debido a la inductancia presente
en el mismo. En realidad nuestros los TIP 140 y TIP 145 tienen un diodo en

paralelo o ”Diodos de rueda libre¸como podemos ver en el modelo proporcionado
por el fabricante:
De todas maneras es de buena practica incluir estos a modo de protección
extra para los mismos.
Para definir los elementos restantes, que son básicamente las resistencias a
utilizar debemos análizar antes otros puntos.
3.5.3. Señal de control.
Un punto fundamental a definir fue que controlar´ıa nuestro puente H, para
poder as´ı elegir los elementos adecuados a utilizar atendiendo cuestiones como
los voltajes que caracterizar´ıan a cada estado, el margen en la que estos pueden
variar y limitaciones de corriente que la misma puede entregar.
Debido a que ya estaba decidido la utilización de un circuito digital de con-
trol, lo más sencillo es que el mismo sea directamente el encargado de realizar
directamente el control del puente H. Por tanto la señal proviniente de nuestro
integrado 74LS08 será la encargada de llevar a cabo esta tarea.
Ahora pues que ya definimos esto pasamos a ver que precauciones tomar en
referencia a los valores de corriente y voltajes de nuestra señal de control. Para
ello investigamos en el datasheet del integrado. obtenemos los valores de voltajes
cr´ıticos que tendremos que tomar en consideación a la hora de determinar el
valor y el diseño de los componentes.
El voltaje máximo de Vlow, es de 0.5 [V]. En estas condiciones queremos que
el motor no gire, por tanto nuestro transistor de control debe estar en corte.
Comprobamos con el datasheet del 2N2222 que dicho valor de voltaje es menor
a su Vγ, por tanto el mismo estará en corte como lo deseamos.
Yendo al otro extremo, el voltaje m´ınimo proporcionado por el integrado
como valor de Vhigh es de 2.5 [V], condición en la cual pretendemos nuestros
motor gire, por lo que nuestro transistor de control debe estar saturado. Para
cumplir con esto debemos definir ahora el valor de las resistencia.
3.5.4. Analis´ıs y diseño para la saturación.
Primeramente para emprender esta labor tuvimos que familiarizarnos con el
comportamiento de nuestros transistores Darlington. Procedimos a buscar sus

3.5. PUENTE H 55
caracteristicas en el datasheet, pero solo encontramos los valores máximos y
m´ınimos, o solo uno de estos, para los valores caracter´ısticos del mismo diseñar.
Debido a esto pasamos a hacer simulaciones en el Orcad del mismo, tras las
cuales obtuvimos:
hfe = 500 VBESAT
= 2,5 [V ] Vγ = 1,5 [V ] VCESAT
= 1,5 [V ]
En tanto para el transistor 2N2222 hemos considerado los siguientes parámet-
ros:
hfe = 100 VBESAT
= Vγ = 0,7 [V ]
Considerando despreciable VCESAT
del mismo.
El circuito que analizaremos será el siguiente:
No consideramos necesario el análisis el circuito completo, ya que los otros
dos transitores deben estar en corte, y debido a la simetr´ıa existente, lo que
hagamos para una rama es igualmente válida para la otra. Tampoco entramos a
analizar los respuestas transitorias, por lo que consideramos al motor únicamente
como una carga resistiva. Nuestras suposiciones que marcan nuestro punto de
partida es que los transistores se hallan saturados. A partir de esto empezaremos
a determinar los valores de los demás componentes a modo de asegurar esto.
Ahora debemos determinar el valor de la R1. El mismo buscaremos que,
ignorando la corriente de base del 2N2222 Q3, nos permita saturar con su corri-
ente a ambos transistores Darlington (Q1 y Q2). Por tanto dicha corriente debe
ser tal que:
ILoad hfeDarlington · IR1
IR1max =
6
500
Si cumplimos con dicha condición aseguramos que Q1 y Q2 estén saturados.
Pasamos ahora a hacer un siguiente análisis de malla empleando la LVK:

VCE1
+ IR1
· R1 + VBE2
= 12 2,5 +
6
500
R1max + 1,5 = 12
⇒ R1 666 [Ω] R1 = 560 [Ω]
Con la elección de esta resistencia, se tiene una corriente de colector en Q3:
IQ3
= 14 [mA]
Habiendo definido el valor de R1, el único valor restante a determinar es el
de R2. La precaución a tomar a la hora de elegir al mismo es por un lado la
misma tomada para la elección de R1, con la diferencia que el transistor que
ahora pretendemos saturar es Q3; y por otro, debemos atender a no demandar
más corriente de la que puede soportar el integrado. Procedemos ahora a hacer
un análisis de la siguiente malla, valiéndonos nuevamente de la LVK:

3.5. PUENTE H 57
VSeñal = VBE3 + V γ2 + IR2 · R2
IR1 hfeQ3 · IR2 y IR2 20[mA]
Al darse la primera condición estamos cumpliendo a su vez la segunda.
2,5 = 0,7 + 1,5 +
14m
100
R1max
R1max = 2100 [Ω] → R1 = 2 [kΩ]
Finalmente hemos hallado todos los valores de las resistencias y esta último
vemos es adecuada aún al llegar al voltaje máximo de la señal y considerando
VBE2 nulo, la corriente que entrega por el integrado estará en su rango de
trabajo.
3.5.5. Simulación del Puente H conectado al motor.
Tenemos todo el circuito listo, es tiempo de analizar que ocurre en los tran-
sitorios y por curiosidad en los rangos no definidos, los cuales como ya expli-
camos tratamos de evitar con varias etapas de Triggers. Procederemos a hacer
un análisis con pulsos cuadrados, iguales a los que permitir´ıa nuestro astable,
y una simulación paramétrica para observar el comportamiento ante cualquier
señal posible.

Primeramente veamos lo obtenido de la simulaci´on param´etrica.
Tras analizar las mismas no encontramos ninguna sorpresa. Funciona de

3.5. PUENTE H 59
acuerdo y a lo determinado al elegir los componentes, con lo que estamos satis-
fechos con su actuación para los rangos de la señal de control definidos por la
interfaz.

Ahora veamos lo obtenido con la simulación en el tiempo al estimular al
circuito con la onda cuadrada.
Igualmente que tras analizar lo obtenido con la simulación paramétrica, todo
se enmarca en lo esperado. Existen pequeños saltos de voltaje debido al inductor
pero nada alarmante, consideramos más que suficiente la protección brindada
por los diodos de rueda libre.

3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 61
3.6. Ensamblaje parrilla
La idea en un principio era que la parrilla sea originalmente de altura reg-
ulable en forma manual, y a partir de ah´ı comenzar las modificaciones, pronto
nos dimos cuenta que esto no ser´ıa viable desde el punto de vista económico, ya
que estas parrillas, o incluso las parrillas en general se encuentran a un precio
bastante elevado (rondando los 800000 guaran´ıes las usadas en buen estado),
por lo que finalmente recorrimos ventas de chatarras hasta encontrar una que
parec´ıa ajustarse a nuestras necesidades, estaba oxidada y faltaba terminar al-
gunos detalles, pero base la estaba ah´ı.
Figura 3.6: Parrilla
El armaje ten´ıa un tubo soldado a dos rulemanes que son los que permiten
que el tubo gire para alzar o bajar la parrilla, inicialmente ambos rulemanes
estaban oxidados por lo que tuvimos que aceitarlos con fluido de dirección, luego
de dejarlos reposar un tiempo as´ı la resistencia al girar disminuyó notablemente,
además el tubo que atravesaba el armaje de lado a lado estaba descentrado por
lo cual pedimos al herrero que nos lo cambie y que sea por uno mas fino(para que
suba y baje mas lentamente), también pedimos al herrero para soldar un tubo
en la parte exterior del ruleman, el cual nos servirá para soldar los engranajes
que conectaran el motor con la parrilla.
Los engranajes que utilizamos fueron de bicicleta, con una relación de 2 a 1,
utilizamos estos porque eran mucho mas baratos que otros tipos de engranajes,
ya sean de motocicletas u otros, y porque utilizan cadenas comunes que son
fáciles de añadir, son suficientemente robustas y por supuesto más baratas que
cadenas para otro tipo de aplicación, sin contar con que se pueden conseguir en
cualquier ferreter´ıa.
Para el motor el primer requisito es que sea CD (corriente directa) ya que

Figura 3.7: Tubo soldado al exterior del ruleman ya con engranaje
como la parrilla debe subir y bajar lo más fácil ser´ıa un motor CD al cual solo le
invertimos el voltaje en función al sentido que queremos que gire, otro requisito
aunque no tan importante como el primero, es que el motor gire lo más lento
posible, ya que el recorrido de la parrilla es corto y no queremos que la alce o
baje muy rápidamente.
Lo primero que miramos gracias a la sugerencia del profesor fue un motor
de limpiaparabrisas de automóvil, este parec´ıa prometedor, pero un examen
de cerca de su reductora reveló que como los limpiaparabrisas deben girar de
un lado a otro siempre llegando hasta el mismo punto, la reductora ya inclu´ıa
un brazo que hac´ıa este trabajo, por lo cual el motor siempre giraba en un
mismo sentido dejando el trabajo de cambiar el sentido a la reductora. Esto nos
condujo a buscar otro tipo de motor que cumpla nuestras expectativas y tenga
una reductora directa, y esos requisitos los cumplió un motor de levantavidrios,
el cual compramos de un desarmadero de veh´ıculos.
Este motor nos pareció bastante más interesante, ya que aparte de que su
reductora es directa, el motor es más robusto. Una vez decidido que utilizar´ıamos
este motor, lo que hicimos es llevar a una torner´ıa para que nos coloque un eje
sobre el cual insertar el otro engranaje de bicicleta.
Cuando ya ten´ıamos el eje y los engranajes, volvimos a la herrer´ıa para
pedirle que nos fabrique el soporte del motor, este deb´ıa estar perfectamente
alineado con el engranaje de arriba para que la cadena pueda girar sin problemas.
Además ideamos un sistema para que el motor pueda subir y bajar sobre un eje,
para que de esta manera sea posible tensar la cadena en cualquier momento,
esto es útil debido a que las cadenas en general con el uso se aflojan (estiran) y
es necesario ajustarlas.
Otro de los puntos importantes en el diseño de la parrilla fue como realizar

3.6. ENSAMBLAJE PARRILLA 63
Figura 3.8: Reductora del motor de limpia parabrisas
los topes de fin de carrera, nos comentaron que existen llaves ya ensambladas
para este fin, pero averiguando en los comercios nos dimos cuenta que todos
ten´ıan una temperatura de funcionamiento < 80◦
, lo cual era insuficiente para
la aplicación que nosotros necesitábamos, además de ser muy caras, las más
baratas rondaban los 60000 guaran´ıes. A consecuencia de esto nos dispusimos a
”fabricar”nuestra propia llave de fin de carrera, para llevar a cabo esto necesita-
mos un cable que resista temperatura, un pegamento para altas temperaturas y
que se comporte como aislante eléctrico y topes soldados por la parrilla para que
actúen de soporte; rebuscándonos logramos conseguir todos esos componentes
y el resultado se puede observar en la figura 3.9 (aún sin colocar los cables que
soportan temperatura):
El resultado final una vez ensamblada toda la parrilla es as´ı:

Figura 3.9: Tope ya con pegamento aislante
3.7. Motor
El modelo que utilizamos para el motor fue un circuito RL en serie, este
es el modelo más simple de un motor de CD ya que no contempla su inercia,
su coeficiente de viscosidad, etc. En un principio nos dispusimos a hallar todos
estos parámetros, pero luego tras investigar nos dimos cuenta que un modelo con
todos estos parámetros se utiliza sólo cuando es de interés controlar la velocidad
del mismo; como en nuestro caso este aspecto no era de interés el modelo más
simple era suficiente.
Tanto para hallar la resistencia, como para hallar la inductancia, es necesario
hacer girar el motor en pequeños pasos y tomar varias medidas, esto es porque
la resistencia y la inductancia cambian dependiendo de cual bobinado es el que
estamos midiendo. Luego de obtener todas las medidas, se hace un promedio
para obtener los valores que utilizaremos en las simulaciones.

3.7. MOTOR 65
Figura 3.10: Ensamblaje final
Lectura Num. Inductancia(mH) Resistencia(Ω)
1 1.267 0.90
2 1.453 1.00
3 1.354 1.02
4 1.435 0.97
5 1.280 0.91
6 1.219 0.98
7 1.351 0.91
8 1.290 0.86
9 1.329 0.93
Promedio 1.331 0.94
Para medir la velocidad angular, lo que hicimos fue marcar un punto de
referencia en el engranaje y con un cronómetro medir el tiempo que tarda en
completar tres revoluciones, luego utilizamos la relación ω = 2πf para hallar
su velocidad angular; esto fue posible ya que la reductora hace girar al motor
tan lentamente como para que el error humano no sea muy significativo en
las medidas. Las medidas las hicimos con un voltaje de fuente de 9 V, esto
es debido a que la fuente que utilizaremos para el trabajo entrega 10 V, pero
también existe una ca´ıda en los transistores del puente H, por lo que un valor
aproximado del voltaje que caerá en el motor es 9 V.

Figura 3.11: Dando los ´ultimos toques de pintura
Vueltas Tiempo(s) V. angular (rads/s)
3 6.18 3.049

3.8. MANUAL DEL USUARIO 67
3.8. Manual del Usuario
3.8.1. Panel de Control
El panel de control contiene 4 perillas como se ve en la figura 3.12, en realidad
esto es porque esta versión aun es un prototipo, versiones más desarrolladas
solo incluirán 3 perillas (subir, bajar y manual). Pero prosigamos ahora a ver el
funcionamiento del panel que se dispone actualmente.
El único punto a resaltar es que para entrar o salir del modo manual es
preciso seguir el orden que se indica en la figura 3.12, es decir para entrar en
modo manual si se está actualmente en modo automático, lo que se tiene que
hacer primero es mover la perilla 3 y luego la perilla 1, una vez hecho esto, ya
se puede utilizar indistintamente las perillas 2 y 4 para subir o bajar la parrilla.
Figura 3.12: Bajar
3.8.2. Precauciones
El peso sobre la parrilla debe ser como máximo de 15 kg.
Mantenga la cadena y los rulemanes bien lubricados.
No exponga el panel al calor. Manténgalo alejado de la parrilla, el mismo no
debe operar con temperaturas mayores a los 700
Celsius.
Guarde la parrilla y el panel bajo techo.
Limpie el equipo tras su uso, asegurándose de que no queden residuos en las
rejillas de ventilación del panel.

3.9. Presupuesto

3.10. CONCLUSI ÓN 69
3.10. Conclusión
Este fue el primer proyecto en lo que va de la carrera en que nos sentimos
como verdaderos alumnos de ingenier´ıa electrónica, vivimos por carne propia el
método ingenieril, diseñando un sistema, probando si funciona y volviendo a la
mesa de dibujo si no era as´ı; siempre se dice que sin equivocarse no se aprende
y nuestra carrera no es la excepción, sin embargo debido a que nuestra carrera
lleva el nombre de ingenier´ıa, solucionar problemas es parte de la profesión.
Esto adquirió especial relevancia durante el desarrollo de este proyecto si
consideramos la gran cantidad de problemas que surgieron, tanto pequeños como
grandes; todos ellos representando una barrera para el cumplimiento de nuestros
objetivos. Aprendimos a trabajar con calma y en equipo para solucionar estos
problemas los cuales afrontamos uno a la vez, para de esta manera poder cumplir
lo que nos propusimos, y finalmente lo hicimos.
También es necesario resaltar la comunicación que existió entre los dos
grandes módulos del proyecto, ya que de entrada se definió como ser´ıa la in-
terfaz entre ellos, gracias a esto una vez que tuvimos todos los módulos listos
por separado no nos surgieron problemas mayores en ese aspecto, siendo todas
las comunicaciones coherentes con lo que hab´ıamos definido previamente.
Otra de las cosas importantes de este proyecto, al menos en nuestro caso en
particular fue que para el desarrollo de la parrilla tuvimos que salir del mundo
laboratorio/facultad e ir al mundo real en busca de precios, gente que entienda
que era lo que quer´ıamos lograr, ser lo suficientemente concretos a la hora de
explicar lo que nosotros quer´ıamos lograr, explorar opciones cuando parec´ıa que
no hab´ıa otra salida mejor, en s´ıntesis se practicó mucho el trato con personas
fuera del ámbito académico y más en el ámbito comercial, además nunca es lo
mismo lo que pensas se puede hacer cuando estás dentro del laboratorio y lo
que en realidad es posible considerando tu situación demográfica.

Figura 3.13: Planilla de presupuesto

Apéndice A
Códigos de Matlab
A.1. Gráfica de error relativo.
%formato de número: "formato de ingenier´ıa".
format short eng
% constantes utilizadas en la ecuación
a0=-0.048868252;
a1=19873.14503;
a2=-218614.5353;
a3=11569199.78;
a4=-264917531.4;
a5=2018441314;
%vector de voltajes a partir del cual se obtendrán las temperaturas.
v=0:1e-6:41.8e-3;
%ecuación que se aproximado a las caracter´ısticas de voltaje-temperatura
%del termopar
temp=a0+a1*v+a2*v.^2+a3*v.^3+a4*v.^4+a5*v.^5;
%nueva figura,
figure(1)
error_relativo=(v./55.2e-6-temp)./temp*100;
plot(temp,error_relativo);
title(’Error relativo considerando caracter´ısticas lineales del termopar’) ;
xlabel(’Temperatura (o
C)’);
ylabel(’Porcentaje de error’ );
grid on
axis([25 300 -100 100]);
71

72 AP´ENDICE A. C ´ODIGOS DE MATLAB
A.2. Aneoxo 2

Bibliograf´ıa
[1] “Sensors and Signal Conditioning”, Second Edition. Ramón Pallas-Areny;
John G. Webster. A Wiley-Interscience Publication JOHN WILEY &
SONS, INC.
[2] “Electrónica”. Allan Allan R.
[3] “Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales”
[4] “Complete PCB desing using OrCad Capture and PCB Editor”. Kraig
Mitzner.
[5] www.neoteo.com/puente − h − con − mosfet − para − motores − cc.neo
[6] www.tecnologiaseso.es/pdf/electronicapdf
[7] robots − argentina.com.ar/MotorCCP uenteH.htm
73

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