Este documento presenta el objetivo y alcance de desarrollar módulos educativos de control para la enseñanza de cursos de pregrado en control automático. El objetivo principal es desarrollar software para la sintonización de parámetros PID y simuladores de procesos industriales para permitir experiencias prácticas de aprendizaje. Se proponen tres módulos de control PID y dos simuladores de procesos. El documento justifica esta iniciativa para proveer herramientas de aprendizaje accesibles dada la es

1. Sistemas de Control
CAPITULO I: PLANTEAMIENTO TEÓRICO
1.1. Objetivo
Desarrollar un módulo educativo para la enseñanza de los cursos de pre –
grado de Control Automático, para la Universidad Católica de Santa María.
Esto es necesario ya que permite al alumno experimentar son equipos
simuladores de procesos industriales con características reales antes de
manipular plantas industriales, así el alumno obtiene una visión mayor en
los diferentes problemas a los que se va a enfrentar en su vida profesional
en el área del control Automático.
1.2. La Meta
La meta es el diseño y construcción de 3 tipos diferentes de control que se
encuentran en el mundo real en las empresas del medio:
a. Módulo de control PID y Autosintonía PID mediante Visual Basic
b. Módulo de control PID mediante LabView
c. Módulo de control: Instrumento Unilazo Programable (SLPI por sus
siglas en inglés, Single Loop Programmable Instrument)
Además de esto necesitamos una planta experimental (simulada) en la que
podemos probar nuestro módulo por lo cual estamos diseñando dos
simuladores de procesos:
a. Simulador de proceso de temperatura
b. Simulador de proceso de nivel
1.3. Objetivos

2. Objetivo Principal
El desarrollo de un software que permita la sintonización de los parámetros
PID, para que el proceso pueda controlar de manera correcta el proceso
industrial simulado.
Desarrollar tres (3) módulos de control basados en el control PID, como
una ayuda práctica para el aprendizaje de los cursos de pre – grado del
área de control del Programa Profesional de Ingeniería Electrónica de la
Universidad Católica de Santa María.
Objetivo Secundarios
El uso de técnicas de modelamiento de software para realizar de manera
más sencilla y eficaz el diseño de software.
Diseño de simuladores de curvas de procesos industriales que sean
capaces de cumplir con todas las características de un proceso real.
1.4. Hipótesis
Es posible efectuar el desarrollo de módulos de control y simuladores de
procesos industriales para la enseñanza de los cursos de pre – grado de
control automático.
1.5. Alcance
Con estos módulos se pretende llegar a los alumnos de pre – grado en el
curso de Control Automático Aplicado.
Con este tipo de software y SLPI es posible llegar a las empresas que
requieren de controladores industriales basados en adquisición de datos y
de controladores de campo.

3. 1.6. Justificación
a. Permitir al alumno realizar experiencias cercanas a las reales dentro
de la Universidad, sin tener que hacer uso de plantas físicas (reales),
que en algún momento podrían ser dañadas, si es que no se conoce
eficientemente los pasos de sintonía. De manera que cuando el
alumno se encuentre en el campo sea capaz de identificar y resolver
problemas, que de otra manera no podrían ser vistos dentro de la
Universidad.
b. El entorno visual en el que se desarrollarán los diferentes programas
es mucho más amigable que un software basado en DOS.
c. En nuestro país, el desarrollo de software educativo es escaso.
d. Muchos centros de estudio superior cuentan con PCs que pueden ser
utilizadas para este fin.
e. Muchos centros de estudio superior no cuentan con el presupuesto
necesario para realizar la compra de plantas reales.
f. Muchos centros de estudio superior en la enseñanza de cursos de
control no cuentan con equipos ni reales, ni de simulación de control
procesos industriales.
1.7. Factibilidad
a. Factibilidad Técnica
Tecnológicamente hablando el proyecto descrito es factible, ya que
no requiere para su elaboración recursos tecnológicos inexistentes.
b. Factibilidad Operativa
Los usuarios finales, los alumnos y maestros de los cursos de
control, podrán usarlos ya que en la gran mayoría de centros de
estudio superior cuentan con PCs que son necesarias para el uso de
este proyecto.

4. c. Factibilidad Económica
De acuerdo al estudio de factibilidad económica, es factible (Ver
Capítulo 6). Siendo además accesible para cualquier centro de
estudios.

5. CAPITULO II
MARCO TEORICO
2.1. Evolución histórica de los sistemas de control
Como todo proceso evolutivo, es casi imposible comprender plenamente el
estado actual y las tendencias futuras si es que no se conoce su pasado.
Lo que hoy se está viviendo en el área de control de procesos industriales
es la consecuencia de la suma e interrelación de distintos eventos que se
fueron sucediendo de forma tal, que es probable que nadie haya pensado,
en su momento, que pudieran tener vinculación.
2.1.1. Evolución del control automático
Conocemos tiene su primer antecedente (al menos así quedó registrado
en la historia) en el Regulador de Watt, el famoso sistema que
controlaba la velocidad de una turbina a vapor en el año 1774.
Estos avances los podemos observar de forma resumida en el Tabla 2.1.
EPOCA PERSONA DESARROLLO
Regulador de velocidad centrífuga para el
Siglo XVIII James Watt control de la velocidad de una máquina de
vapor.
Controladores automáticos para dirigir
embarcaciones. Mostró que la estabilidad puede
1922 Minorsky
determinarse a partir de las ecuaciones
diferenciales que describen el sistema.
Diseñó un procedimiento relativamente simple
para determinar la estabilidad de sistemas en
1932 Nyquist
lazo cerrado, con base en la respuesta en lazo
abierto en estado estable cuando la entrada

6. aplicada es una senoidal.
Introdujo el término servomecanismos para los
sistemas de control de posición. Analizó el
1934 Hazen diseño de los servomecanismos con
relevadores, capaces de seguir con precisión
una entrada cambiante.
Métodos de respuesta en frecuencia para
sistemas de control lineales en lazo cerrado que
40's Varios
cumplieran con los requerimientos de
desempeño.
Finales de
los 40's y
Evans El método del lugar geométrico de las raíces.
principios de
los 50's
Desde
Análisis en el dominio del tiempo de sistemas
principios de Varios
complejos.
1960
Control óptimo tanto de sistemas
Entre 1960 y determinísticos como estocásticos.
Varios
1980 Control adaptable, mediante el aprendizaje de
sistemas complejos.
De 1980 a la Teoría de control moderna centrada en el
Varios
fecha control robusto.
Tabla 2.1.- Evolución histórica del control automático
A partir de aquel regulador se desarrollaron innumerables aplicaciones
prácticas. En el plano teórico las primeras ideas surgieron hacia 1870. A
partir de la década de los 30 del presente siglo recibieron un fuerte
impulso; se hicieron importantes experiencias y análisis.
Como mencionamos, las industrias de procesos continuos fueron las
primeras en requerir mantener las variables de proceso en un
determinado rango a fin de lograr los objetivos de diseño. Las primeras
industrias realizaban el control de las variables en forma manual a través
de operadores que visualizaban el estado del proceso a través de
indicadores ubicados en las cañerías y/o recipientes y equipos.

7. El operador conocía el valor deseado de la variable a controlar y en
función del error tomaba acciones correctivas sobre un elemento final de
control (generalmente una válvula) a fin de minimizarlo.
Esta descripción se ajusta en sus principios a lo que conocemos como
lazo cerrado de control o lazo realimentado. (Figura 2.1)
Perturbaciones
Valor
Deseado
(Set Point) Elemento
Controlador final de PROCESO
control
Medición
Figura 2.1.- Lazo de control realimentado
2.1.2. Introducción de la tecnología digital en el área de control automático
Las primeras grandes computadoras se utilizaron actuando sobre
controladores individuales en un modo conocido como “Control de
Valores Deseados” (Set Point Control – SPC) (Figura 2.2)
Los controladores electrónicos analógicos efectuaban el control en la
forma convencional siendo supervisados y ajustados sus valores
deseados por la computadora, en función de algoritmos de optimización.
La falla de la computadora no afectaba el control, dejando el sistema con
los últimos valores calculados. Un aspecto a destacar fue que, a
diferencia de las aplicaciones en los planos administrativos y científicos,
en el área de control se necesitó el funcionamiento de las computadoras
“en tiempo real”, es decir, que el procesamiento debía de ser lo

8. suficientemente rápido como para poder resolver eventos y problemas
que iban ocurriendo, en instantes.
Computadora de Proceso
Valor
deseado
Medición
PROCESO
Figura 2.2.- Diagrama de control de valores deseados
Esta problemática era (y es) distinta a la de la mayoría de las exigencias
computacionales. Tal vez el cálculo en si no es complejo, pero si lo es el
procesamiento en forma recurrente y en fracciones de segundo de
algoritmos sobre cientos de variables (a veces miles) que llegan desde el
campo. A este procesamiento se deben sumar las exigencias de otros
periféricos (como son las consolas de operación o las impresoras de
eventos ya alarmas).
En paralelo con el desarrollo del SPC, surgió la idea de trasladar todo el
procesamiento de control hacia la computadora teniendo como interfaz
las tarjetas de entrada – salida que hacían la conversión de las señales
analógicas en digital (y viceversa) de y hacia campo.
Los mayores inconvenientes de este modo de control estaban en la falta
de seguridad y continuidad operativa ante una falla (no tan frecuenta) de
la computadora: la falla abarcaba a toda la planta deteniéndola o lo que

9. era peor llevándola a un estado impredecible y potencialmente peligroso.
Dos alternativas surgieron para resolver estos problemas:
• Una computadora redundante a la espera de la falla a la que en ese
momento se le transfiera todo el control.
• Un panel con controladores e indicadores convencionales a los que
en el momento de la falla le será transferido todo el control.
Ambas alternativas presentaron problemas:
• El problema económico (prácticamente se duplicaba la instalación, o
sea la inversión teniendo la mitad ociosa a la espera de una falla.)
• La exigencia de tener el sistema de respaldo actualizado con los
últimos valores, tanto de campo, como los modificados por los
operadores en función del proceso. Esto requería una gran
capacidad de cómputo así como una conmutación muy segura (sin
saltos ni fallas).
• El problema del lenguaje de programación de las computadoras; el
personal de planta no conocía los métodos que estaban reservados a
personal especializado.
Estos problemas fueron importantes y dieron lugar a complejos análisis y
desarrollos para simplificar la programación, como ser la configuración
de las estrategias de control por medio de bloques o el seguimiento de
variables actualizándolas en distintas unidades (tracking).
2.1.3. Expansión
A través del desarrollo tecnológico y la reducción de costos asociados al
procesamiento computacional llegaron para ayudar a los ingenieros de
control, la aparición del microprocesador permitió tener en un pequeño
espacio una gran cantidad de procesamiento.

10. 2.2. Microcontroladores
2.2.1. Definición
Es un circuito integrado que contiene todas los componentes funcionales
de una computadora. Su uso es exclusivo para el control de un solo
proceso, debido a esto, es usualmente inducido dentro del proceso a
gobernar. Es esta última característica la que le da el nombre de
“controlador incrustado” (embedded controller).
En otras palabras se trata de un computador dedicado. El único
programa residente en su memoria es aquel que está dedicado a
controlar una aplicación determinada. Una vez que el microcontrolador
es programado solo se dedicará a realizar la tarea asignada.
En la actualidad existen varias aplicaciones comerciales que usan
microcontroladores, como: la industria automotriz, de computadoras, de
electrodomésticos, aeronáutico, espacial, etc.
Según la empresa DATAQUEST se estima que existe un promedio de
240 microcontroladores en cada hogar americano en el año 2001.
“En resumen podemos decir que un microcontrolador es un micro
computador de limitadas prestaciones, contenido en un solo circuito
integrado que una vez que es programado está destinado para realizar
una sola tarea.”
2.2.2. Diferencia entre microcontroladores y microprocesadores
Sabemos que un sistema basado en microprocesador es prácticamente
una Unidad Central de Proceso (UCP o CPU por sus siglas en inglés)
que contiene una Unidad de Control, que interpreta las instrucciones y
las líneas de datos a ejecutar.

11. El patillaje del microprocesador está compuesto por:
- Líneas de Buses (Control, Direcciones y Datos) mediante los cuales
el microprocesador se comunica con el exterior (Memoria, Periféricos
de E/S, etc.)
- Patillas de configuración de cristal
- Patillas de funciones específicas
Un esquema resumido lo podemos observar en la Figura 2.3
Bus de Direcciones
Micro
Bus de Datos
Procesador
Bus de Control
Memoria Controlador 1 Controlador 2
Figura 2.3.- Estructura de un sistema de microprocesador (sistema
abierto). La disponibilidad de los buses en el exterior permite que se
configure a la medida de la aplicación.
De acuerdo a lo anterior expuesto tenemos las siguientes definiciones:
• Un microprocesador es un sistema abierto con el que puede construirse
un computador con características particulares, con solo la elección de
los módulos necesarios para poder cumplir con tales fines.
• Un microcontrolador es un sistema cerrado ya que tiene características
definidas e inexpandibles, teniéndose que adecuar las características de
este al proceso en el cual va a ser usado.

12. Periféricos MicroControlador Periféricos
Figura 2.4.- El microcontrolador es un sistema cerrado, ya que todas sus
partes se encuentran en el interior y no pueden ser modificadas y al exterior
solo salen líneas para los periféricos.
En el mundo práctico los fabricantes de microcontroladores tienen varios
modelos puestos a disposición de usuario, desde los más básicos hasta
los más complejos, para que de esta manera los diseñadores puedan
dimensionar de forma adecuada el microcontrolador al proceso a
controlar, de esta manera los fabricantes de estos equipos no tienen
despilfarro al construir un solo tipo de microcontrolador muy bien
equipado.
2.2.3. Microcontroladores Microchip
• Arquitectura interna
Debido a la necesidad de tener un adecuado rendimiento en el
procesamiento de instrucciones, el microcontrolador PIC de
Microchip usa la arquitectura Harvard frente a la arquitectura clásica
Von Neuman. Esta última se caracteriza porque la CPU se conectaba
con una memoria única, donde coexistían datos e instrucciones, a
través de un sistema de buses Figura 2.5.

13. Bus común de
Direcciones
Memoria
CPU Instrucciones
Datos
Bus de Datos e
Instrucciones
Figura 2.5.- Diagrama que muestra el sistema de comunicación usado en la
arquitectura Von Neuman.
En la arquitectura Harvard son independientes la memoria de
instrucciones y la memoria de datos, además de que cada una dispone
de un propio sistema de buses para el acceso.
Esto proporciona el paralelismo, además de adecuar el tamaño de las
palabras y los buses a los requerimientos específicos de las
instrucciones y los datos. La capacidad de cada memoria es diferente.
Esto lo podemos observar en la Figura 2.6.
Bus de
Bus de dirección
Direcciones de
de Instrucción
/ Datos
/
10 8
Memoria de Memoria de
Instrucciones Datos
CPU
8K x 14 512 x 8
14 8
/ /
Bus de
Bus de Datos
Instrucciones
Figura 2.6.- En la figura se muestra una memoria de instrucciones de 8K x 14,
mientras que la de datos solo dispone de 512 x 8.
Este microcontrolador responde a la arquitectura RISC (Computadoras
de Juego de Instrucciones Reducido – Reduced Instruction Set
Computer por sus siglas en inglés), el cual se identifica al tener un juego

14. de instrucciones de máquina pequeño y simple, de manera que la mayor
parte de instrucciones se ejecuta en un ciclo de instrucción.
• Memoria de programa
Debemos de tener en cuenta que la memoria de este microcontrolador
no puede ser ampliada y que la memoria de programa almacena todas
las instrucciones del programa de control. Ya que el programa a ejecutar
siempre debe de ser el mismo, este debe estar grabado de forma
permanente, estas pueden ser de 5 tipos diferentes:
a) ROM con máscara
b) EPROM
c) OTP
d) EEPROM
e) FLASH
En nuestro caso haremos uso de un microcontrolador con memoria
Flash. Este es un tipo de memoria no volátil, más económico, de igual
sistema de borrado – escritura que las EEPROM, pero que pueden tener
mayores capacidades que estas. El borrado se realiza de forma
completa y no por bloques o posiciones concretas. Este tipo de memoria
es fácilmente identificable en las series de microcontroladores Microchip,
por ejemplo:
PIC16C84 PIC16F84
Indica Memoria EPROM Indica Memoria FLASH
• Memoria de datos

15. Los datos en memoria varían continuamente, y esto exige que la
memoria que los contiene debe de ser de lectura y escritura, por lo que
la memoria RAM estática (SRAM) es la mas adecuada aunque sea
volátil. Las memorias del tipo EEPROM y FLASH puedan escribirse y
borrarse eléctricamente. Sin necesidad de sacar el Circuito Integrado de
zócalo de grabador pueden ser escritas y borradas numerosas veces.
Para estos casos existen sistemas, tanto para la escritura de EEPROM
como FLASH.
• Líneas de entrada y salida (E/S) para los controladores de periféricos
Con excepción de las patitas que recibe alimentación (2), las que
contienen el cristal (XT) (2) que regula la frecuencia de trabajo del
microcontrolador, y una mas para provocar el RESET, las demás sirven
para soportar su comunicación con los periféricos que controla, en
nuestro caso tenemos:
Patitas – Nombre Función
3–7 Puerto A Entradas/Salidas digitales o entradas del
conversor A – D
33 – 46 Puerto B Entradas/Salidas digitales
15 – 18 Entradas/Salidas digitales, captura PWM,
Puerto C
23 – 26 funciones I2C, SPI y USART
19 – 22 Entradas/Salidas como puerto paralelo esclavo
Puerto D
27 – 30 TTL (PSP – buffer)
Entradas/Salidas digitales o como entradas
8 – 10 Puerto E
para el conversor A – D
Tabla 2.2.- Distribución de patitas del PIC16F877
• Recursos auxiliares
a) Circuito de reloj: para sincronizar el funcionamiento de todo el
sistema
b) Temporizadores

16. c) Watch Dog Timer, destinado a provocar una reinicialización cuando
el programa queda bloqueado.
d) Comparadores analógicos
e) Sistemas de protección entre fallos de alimentación.
f) Sleep, en el que el sistema se “congela” y pasa a un estado de bajo
consumo.
• Características del PIC16F877
a) CPU RISC de alta performance
b) 35 Instrucciones de una sola palabra
c) Todas las instrucciones se realizan en un ciclo de instrucción, a
excepción de las que contienen saltos u otra programación que las
realizan en dos ciclos de instrucción.
d) Velocidad de operación:
DC – 20 MHz de entrada de reloj
DC – 200 ns de ciclo de instrucción
e) Mas de 8K x 14 palabras de Memoria de Programación FLASH
Mas de 368 x 8 bytes de Memoria de Datos (RAM)
Mas de 256 x 8 bytes de Memoria EEPROM de datos
f) Interrupciones (mas de 14 fuentes)
g) Modos de direccionamiento: Directo, indirecto y relativo.
h) Power On-Reset (POR)
i) Temporizador de encendido (PWRT) y Temporizador Oscilador de
Encendido (OST)
j) Temporizador Perro Guardián (Watch Dog Timer WDT) con su propio
oscilador RC para una operación más confiable.
k) Código de protección programable
l) Modo de SLEEP, ahorrador de energía
m) Opciones de oscilador seleccionables
n) Tecnología CMOS FLASH/EEPROM de alta velocidad y bajo
consumo.
o) Amplio rango de operación, de 2.0 a 5.0 V
p) Bajo consumo de potencia

17. < 2 mA típicamente @ 5V, 4 Mhz
20 µA típicamente @ 3V, 32 Khz
< 1 µA típicamente a corriente estándar
Características de Periféricos:
q) Timer0: Contador/temporizador de 8 bits con 6 bits de pre-escalar
r) Timer1: Contador/temporizador de 16 bits con pre-escalar, puede ser
incrementado durante el modo de SLEEP mediante un reloj/cristal
externo.
s) Timer2: Contador/temporizador de 8 bits con un registro de 8 bits, pre-
escalar y post-escalar
t) Dos módulos PWM de captura y comparación
16 bits de captura, máxima resolución de 12.5 ns.
16 bits de comparación, resolución, máxima de 200 ns.
Máxima resolución del PWM de 10 bits
u) Convertido Análogo Digital multicanal de 10 bits.
v) Puerto Serial Síncrono (Serial Synchronous Port SSP) con SPI (Modo
Maestro) e I2C (Maestro/Esclavo)
w) USART/SCI con 9 bits de detección de dirección
x) Puerto Paralelo Esclavo (Paralell Slave Port PSP) de 8 bits, con pines
de: RD, WR y CS externos de control.
• Juego de Instrucciones
Cada Instrucción del PIC16F87X es una palabra de 14 bits dividida en
OPCODE el cual especifica el tipo de instrucción y uno o más operandos
los cuales especifican más profundamente la operación de la instrucción.
El set de instrucciones del PIC16F87X se muestra en la Tabla 2 lista
orientación de byte, orientación de bit, y operaciones de control y
literales.

18. La Tabla 1.3 muestra la descripción de los campos del OPCODE. Para
las instrucciones orientadas a byte, “f” representa el registro de campo
designado y la “d” representa el destino.
El registro de campo designado especifica el registro a ser usado por la
instrucción.
El destino especifica donde va a ser colocado el resultado de la
operación. Si “d” es cero, el resultado es colocado en el registro W. Si “d”
es uno, el resultado es colocado en el registro especificado por la
instrucción.
Para instrucciones orientadas a bit, “b” representa un señalizador el cual
selecciona el número del bit afectado por la operación, mientras “f”
representa el número del archivo en el cual va ser colocado. Para
operaciones de control y literales, “k” representa una constante de 8 o 11
bits o un valor literal.
Campo Descripción
F Dirección del registro (0x00 a 0x7F)
W Registro de trabajo (acumulador)
B Dirección de un bit, dato constante o etiqueta
X Ubicación ni importante (=0 o 1)
D Selección de destino, d=0: el resultado se almacena en w.
D=1: el resultado se almacena en el registro f. Por default
d=1
PC Contador de programa
TO Timer-out bit
PD Power-down bit
Tabla 2.3.- Descripción de campos OPCODE
El set de instrucciones está agrupado en tres categorías básicas:
- Operaciones orientadas a byte
- Operaciones orientadas a bit
- Operaciones de control y literales

19. Todas las instrucciones son ejecutadas en un solo ciclo de instrucción, a
menos si una condición sea verdadera o el contador de programa es
cambiado como resultado de una instrucción. En este caso, la ejecución
toma dos ciclos de reloj, con un segundo ciclo ejecutado como un NOP.
Cada ciclo de instrucción consiste en cuatro periodos de oscilación.
Entonces, para una frecuencia de oscilador de 4 MHz, el tiempo normal
de ejecución es de 1 µs. Si una operación condicional es verdadera o el
contador de programa es cambiado como resultado de una instrucción,
el tiempo de ejecución de instrucción es de 2 µs.
La Tabla 2.4 lista las instrucciones reconocidas por el ensamblador
MPASM.
Nemónico, Operandos Descripción Ciclos
Operaciones Orientadas a byte
ADDWF f, d Suma w y f 1
ANDWF f, d AND entre w y f 1
CLRF F Limpia f 1
CLRW -- Limpia w 1
COMF f, d Complementa f 1
DECF f, d Decrementa f 1
DECFSZ f, d Decrementa f, salta si es cero 1(2)
INCF f, d Incrementa f 1
INCFSZ f, d Incrementa f, salta si es cero 1(2)
IORWF f, d OR inclusivo con f 1
MOVF f Mueve f 1
MOVWF f, d Mueve w a f 1
NOP - No-operación 1
RLF f, d Rota a la izquierda a través del acarreo 1
RRF f, d Rota a la derecha a través del acarreo 1
SUBWF f, d Substrae w de f 1
SWAPF f, d Intercambia los nibles en f 1
XORWF f, d OR Exclusivo de w con f 1
Operaciones orientadas a bit
BCF f, b Limpia el bit en f 1
BSF f, b Activa el bit en f 1
BTFSC f, b Examina el bit en f, salta si es cero 1(2)
BTFSS f, b Examina el bit en f, salta si es uno 1(2)
Operaciones de control y literal
ADDLW k Suma un literal y w 1
ANDLW k Realiza AND entre un literal y w 1
CALL k Llama a una subrutina 2
CLRWDT - Limpia en WDT (Watchdog Timer) 1

20. GOTO k Ir a una dirección 2
IORLW k OR Inclusivo entre un literal y w 1
MOVLW k Mueve un literal a w 1
RETFIE - Retorna de interrupción 2
RETLW k Retorna con un literal en w 2
RETURN - Retorna de una subrutina 2
SLEEP - Ir hacia el modo de bajo consumo 1
SUBLW k Substrae w de un literal 1
XORLW k OR exclusiva entre un literal y w 1
Tabla 2.4.- Lista las instrucciones reconocidas por el ensamblador MPASM.
Orientadas a byte
OPCODE D f (file #)
d = 0 para destino w y 1 para destino f
f = dirección del registro de 7 bits
Orientadas a bit
OPCODE b (#bit) f (file #)
b = dirección de 3 bits
f = dirección del registro de 7 bits
Figura 2.7.- Formato general que las instrucciones tienen.
2.3. Protocolo de comunicaciones I2C
El Bus I2C (Inter IC)
Antes de empezar, comentar que el Bus I2C es sencillamente un protocolo
de comunicaciones desarrollado por Philips.
Introducción de las especificaciones I2C
Esta orientado a las aplicaciones de 8-bit controladas por un
microprocesador o microcontrolador y estas son básicamente los criterios
que se deben establecer:

21. - Un sistema consistente en al menos un microcontrolador y varios
sistemas periféricos como memorias o circuitos diversos
- El costo de conexión entre los varios dispositivos dentro del sistema
debe de ser el mínimo.
- El sistema que utiliza este Bus no requiere una alta tasa de
transferencia de datos
- La total eficacia del sistema depende de la correcta selección de la
naturaleza de los dispositivos y de la interconexión de la estructura del
bus.
El concepto del Bus I2C
El bus I2C soporta cualquier tipo de componente (NMOS, CMOS, bipolar,
etc.). Dos hilos físicos uno de datos (SDA) y otro de reloj (SCL)
transportan la información entre los diversos dispositivos conectados al
bus. Cada dispositivo es reconocido por una única dirección (si es un
microcontrolador, LCD, memoria o teclado)y puede operar cualquiera
como transmisor o emisor de datos, dependiendo de la función del
dispositivo. Un display es solo un receptor de datos mientras que una
memoria recibe y transmite datos. En función de que envíe o reciba datos
se debe considerar los dispositivos como Maestros (Master) o esclavos
(Slaves). Un Master es un dispositivo que inicia un envío de datos al Bus y
genera las señales de reloj que permiten la transferencia, al mismo tiempo
un dispositivo direccionado se considera un Slave.
Terminología básica del Bus I2C
Términos Descripción
Transmisor El dispositivo que envía datos al Bus
Receptor El dispositivo que recibe datos desde el Bus
Master (Maestro) El dispositivo que inicia una transferencia,
general las señales del reloj y termina un
envío de datos
Slave (Esclavo) El dispositivo direccionado por un master
Multi-Master Mas de un master puede controlar el bus al
mismo tiempo sin corrupción de los mensajes

22. Arbitraje Procedimiento que asegura que si uno o más
master simultáneamente deciden controlar el
Bus solo uno es permitido a controlarlo y el
mensaje saliente no es deteriorado
Sincronización Procedimiento para sincronizar las señales del
reloj de dos o más dispositivos
Generalidades
El Bus I2C es multi-master, esto significa que más de un dispositivo
capaz de controlar el bus puede ser conectado a el. Los master son
generalmente microcontroladores, por lo que un microcontrolador puede
ser unas veces Master y otras esclavo.
Para imaginar la imagen del Bus son dos cables a los que se conectan
diversos circuitos o chips en cantidad variable según las necesidades,
controlado el conjunto por uno o más microcontroladores que dan
instrucciones para el buen funcionamiento del conjunto.
La posibilidad de conectar mas de un microcontrolador al Bus significa
que uno o más microcontroladores pueden iniciar el envío de datos al
mismo tiempo. Para prevenir el caos que esto ocasionaría se ha
desarrollado un sistema de arbitraje. Si uno o más master intentan poner
información en el bus es la señal de del reloj si esta a “1” o a “0” lo que
determina los derechos de arbitraje.
La generación de señales de reloj (SCL) es siempre responsabilidad de
los dispositivos Master, cada Master general su propia señal de reloj
cuando envía datos al bus, las señales de reloj de un master solo pueden
ser alteradas cuando la línea de reloj sufre una caída por un dispositivo
esclavo o por el dominio del control del Bus por el arbitraje de otro
microcontrolador.
Los dispositivos conectados al bus deben ser de colector abierto (“en
paralelo”), para que todos se puedan estar formando una conexión AND.

23. La única limitación en la conexión de dispositivos al bus depende de la
capacidad máxima que no puede superar los 400 pF.
Los tipos de transferencia de datos en el bus son:
Modo Estándar aproximadamente a 100 kBits/Sg.
Modo Rápido aproximadamente a 400kbits/Sg.
Modo Alta velocidad mas de 3,4 Mbits/Sg.
Aunque el tipo Modo Estándar es que trataremos aquí.
2.4. Instrumentos Unilazo Programables
El nombre comercial con el que normalmente se conocen a este tipo de
instrumentos que tienen a cargo el control de un solo lazo de control y
basados en microprocesador o microcontroladores, es el de “Instrumentos
Unilazo Programables” (Single Loop Programmable Instrument – SLPI por
sus siglas en inglés).
Una función más precisa de estos instrumentos puede ser: “SLPI son
aquellos que contienen, en una unidad, la capacidad de cumplir una
función específica con relación a una variable de proceso”.
Esta capacidad no solo implica resolver los algoritmos correspondientes
(implementados en un microcontrolador), sino también el
acondicionamiento de las entradas y salidas variables del proceso, la
interfaz del operador, etc.
Dentro de estos SLPI se pueden considerar, no por el estricto
cumplimiento del concepto antes definido, sino por la generalidad que
engloba este a los siguientes instrumentos:
• Indicadores

24. • Controladores
• Computadoras de Caudal
• Registradores
• Totalizadores
Los fundamentos aquí presentados sirven como base no solo para los
controladores unilazo, sino también para los controladores multilazo
implementados en los sistemas digitales como los DCS o los OIS (DCS =
Distributed Control Systems – OIS = Open Industrial Systems).
2.4.1. Introducción
Debido a una disminución en los costos de producción, en este
momento la mayoría de SLPI son digitales, además, podemos
mencionar sus mayores capacidades y características.
2.4.2. Características
El equipo a ser diseñado tendrá las siguientes características, estas
están, en la mayoría de las posibilidades dentro de las características
generales de los SLPI, que se describirán a continuación:
• Interfaz del operador
En general la interfaz del operador esta dada por un display
digital, en el que se indican el estado o variables, un teclado para
la configuración, y de forma opcional (en otros casos es de forma
obligatoria), barras indicadoras que comúnmente se denominan
“indicación analógica”, aún cuando se trata de una indicación
digital gráfica. Figura 2.8.

25. Figura 2.8.- Interfaz del operador con de un controlador (Modelo
760, The Foxboro Co.).
• Configuración
La flexibilidad de los instrumentos basados en
microprocesador/microcontrolador lleva a la necesidad de
configurarlos, esto es, determinan los parámetros requeridos para
obtener del equipo la función deseada. Otros parámetros no son
esenciales para el funcionamiento del equipo, pero pueden
facilitar su operación.

26. Típicamente, algunos parámetros a configurar (dependiendo de
las características del instrumento) son:
- TAG (o identificación del instrumento), que puede o no,
aparecer en un display alfanumérico.
- Tipo de entrada, y su correspondiente caracterización.
- Límite superior en inferior del rango.
- Ajuste de parámetros de Control (Kp, Ki, Kd o del algoritmo
presente en el SLPI)
- Ajuste de alarmas y de ser deseado, contacto de salida de
las mismas.
En muchos casos, la capacidad de equipo y sus posibilidades de
configuración se representan por medio de diagramas
funcionales. Dependiendo del diseño del instrumento, se puede
disponer de varias formas de configuración, usualmente
excluyente una de otra:
- Teclado del Instrumento: Mediante un menú tipo árbol y las
teclas en el frente del instrumento, se procede a la
configuración del equipo, no requiriéndose ningún elemento
adicional.
- Configuración Portátil: Se trata de un equipo portátil especial,
que permite la configuración del instrumento.
- Conexión con PC: Requiere de la conexión del instrumento
con la PC y un software que corra en la misma. Si bien
demanda equipo adicional, permite funciones de interés
como la autodocumentación y archivo de la configuración.
• Comunicaciones

27. Esta característica permite la creación de una red de instrumentos
entre sí y con un equipo de supervisión (PC.) Como resultado de
esta comunicación, al instrumento le pueden ser requeridos (y, en
algunos casos, se pueden modificar valores tales como:
Parámetros de ajuste, variables de proceso, etc.) Es importante
aclarar que, en general, estas características no permitirá la
configuración del instrumento de forma remota. Además esta
característica solo está disponible n algunos modelos de SLPI.
• Instalación
Los instrumentos se pueden montar en dos localizaciones:
- En panel: en cuyo caso se caracterizan por una pequeña
superficie frontal y mayor profundidad (Figura 2.9). De esta
forma se logran paneles con frentes más compactos.
- En campo: se trata de equipos con gabinetes NEMA 4 (apto
intemperie), de menor profundidad que los instrumentos de
panel, de mayor superficie frontal (Figura 2.10). Estos
instrumentos permiten la implementación de lazos de control
locales, que pueden ser supervisados desde un sistema de
sala de control. De esta forma, sustituyen con mayor
flexibilidad y funcionalidad a sus predecesores neumáticos.
Una desventaja se observa en industrias que manejan
fluidos y/o polvos que puedan generar mezclas explosivas,
ya que requieren alimentación eléctrica no intrínsecamente
segura (Por ejemplo 220 VAC, o corrientes elevadas en 24
VDC)

28. Figura 2.9.- Controlador Unilazo de gabinete
Figura 2.10.- Controlador Unilazo de campo (Modelo CN3240, Omega
Electronics Co.). Este equipo brinda las mismas prestaciones que el mostrado
en la Figura 2.9, en un equipo apto para su instalación a la intemperie.
• Características

29. La capacidad y flexibilidad que permite un equipo basado en
microprocesador/microcontrolador ha llevado a los proveedores a
ofrecer múltiples funciones en un mismo instrumento. De esta
forma, es frecuente que un instrumento unilazo basado en
microprocesador/microcontrolador cuente con la posibilidad de
implementación de alarmas con contactos de salida, cálculos
sencillos (como: suma, esta, multiplicación y división) y complejos
(como cálculo de humedad relativa, logaritmos, potencias
fraccionarias, etc.), etc. Estas características varían notablemente
de equipo en equipo, por lo que es necesario consultar al
proveedor a efectos determinar capacidad de satisfacer un
determinado requerimiento.
2.4.3. Características particulares
• Controladores
Evidentemente, la implementación del algoritmo PID es la
principal característica de estos equipos. Otras características
son:
- Cantidad de algoritmos PID implementados: se dispone de
equipos con lazo simple, lazo doble en cascada o lazo doble
independiente.
- Características particulares del algoritmo: podemos
encontrar equipos con auto sintonía, ya sea a lazo abierto o
a lazo cerrado. Las características de estos algoritmos se
describen mas adelante.
- Desde el punto de vista de funciones: en general, podemos
agrupar a los controladores en dos grupos: los controladores

30. ¼ DIN, y los controladores de proceso. Ambos tipos difieren
entre si en su funcionalidad, y también en su aspecto físico.
- Los controladores ¼ DIN: reciben esta denominación debido
a su frente normalizado de 96 mm. x 96 mm. (Figura 2.11).
Estos controladores se caracterizan en general por un bajo
costo, y una prestación limitada. Funciones tales como el
ajuste remoto del calor deseado, contactos para salida de
alarmas, o interfaz de comunicaciones suelen ser opcionales
con costo extra. Muchos aspectos de diseño, tales como los
materiales del gabinete o el tipo de borneras, están
orientadas a lograr un bajo costo total del instrumento.
- Los controladores de proceso: se caracterizan por una
mayor flexibilidad que los de ¼ DIN. La mayor parte de las
funciones que son opcionales en un controlador ¼ DIN son
estándar en un controlador de procesos. Otras funciones
estándar, como la capacidad de cálculo matemático,
usualmente no están disponibles en un controlador ¼ DIN.
Adicionalmente, el frente de un controlador de procesos imita
al frente de los controladores de tecnologías más antiguas,
disponiendo de indicadores de barras independientes para el
valor deseado, la variable medida y la salida de la válvula
(Figura 2.9). Este tipo de controladores es preferido en la
industria de procesos químicos y petroquímicos. Su mayor
desventaja es su precio, que puede llegar a cuadruplicar al
de un controlador de ¼ DIN, en casos de prestaciones
reducidas.

31. Figura 2.11.- Controladores de 1/8 DIN y ¼ DIN (Cortesía de Omega
Electronics)
Cabe aclarar que ambos controladores implementan algoritmos PID
similares, pudiendo diferir en su tiempo de barrido.
2.4.4. Implementación de algoritmos de control en equipos digitales
• Introducción
Usualmente, las variables de un proceso se relacionan una a una,
tomando una de ellas como entrada al controlador o variable
medida, y la otra como salida del controlador o variable
manipulada. La relación entre ambas está dada por un algoritmo
de control, cuya implementación es la función principal del
controlador.
En los primeros decenios de este siglo se ha desarrollado un
algoritmo de control que responde a una estructura del tipo
Proporcional + Integral + Derivativo (PID), que fue implementado
con controladores neumáticos y electrónicos analógicos en

32. distintas variables. La aparición del microprocesador de nuevas
posibilidades para el control de planta, tanto en la interrelación de
lazos como en la potencia de algoritmos de control. Se da
entonces un fenómeno curioso: dado su bajo costo, los
controladores basados en microprocesador sustituyen a los de
electrónica analógica o los neumáticos, con mayores
prestaciones, pero la estructura básica de control sigue siendo un
algoritmo PID. Considerando la situación presentaremos a
continuación los algoritmos PID clásicos. Luego analizaremos
algunos detalles de la implementación de estos algoritmos en un
microprocesador/microcontrolador, y la aplicación de la
autosintonía.
2.4.5. El algoritmo PID
Recordemos en primer lugar al lazo de control, tal como lo mostramos
anteriormente. El mismo consta de un elemento de medición, un
algoritmo de control, un elemento final de control (usualmente una
válvula), y el proceso.
Perturbaciones
Valor
Deseado
(Set Point) Elemento
Controlador final de PROCESO
control
Medición
Figura 2.12.- Un lazo de control
La función de lazo de control es tratar de que la variable controlada se
mantenga lo más próxima al valor deseado, con una evolución temporal
que respete las exigencias del proceso.

33. El controlador PID surge como consecuencia de la combinación de las
tres acciones básicas de control: la acción proporcional, la acción
integral y la acción derivativa.
La acción proporcional intenta corregir el error en la variable controlada
dando a la válvula posición proporcional al mismo.
e(t ) = v(t ) − b(t )
m(t ) = Kc * e(t ) [Ec. 2.1]
v = valor deseado
b = medición
m = salida
e = error
Ke = ganancia
El valor K se conoce como ganancia del controlador. Muchos
controladores utilizan la Banda Proporcional en lugar de la ganancia:
100∆M
BP =
Kc E
BP = Banda Proporcional
E = Alcance
∆M = Variación Máxima de Salida
La Banda Proporcional se define como el cambio en la variable de
entrada que provoca una variación del 100% de la salida.
En muchos casos, la acción proporcional puede dejar un error
permanente u “offset” (Figura 2.13), que puede ser eliminado por medio

34. del agregado del modo integral. Esta capacidad del modo integral se
denomina “reset”. El modo integral tiene una salida proporcional a la
integral del error a lo largo del tiempo, y por lo tanto actúa mientras
exista el error en el lazo.
t
1
m( t ) = ∫ e( t ) dt [Ec. 2.2]
TI 0
TI = constante de tiempo integral
En los lazos de dinámica lenta es conveniente el agregado del modo
derivativo, cuya salida es proporcional a la velocidad de variación del
error, es decir, a la derivada del error respecto al tiempo:
de( t )
m ( t ) = TD [Ec. 2.3]
dt
TD = constante de tiempo derivativo
Un algoritmo PID combina estas tres acciones de control. No existe una
única forma de combinarlas; la mayoría de los algoritmos implementados
comercialmente disponibles corresponde a alguna de las siguientes
clases:
• Controlador PID ideal no iterativo (o algoritmo ISA)
 1
t
de( t ) 
m( t ) = Kc e( t ) + ∫ e( t ) dt + TD  [Ec. 2.4]
 TI 0 dt 

35. • Controlador PID ideal paralelo
1
t
de(t )
m(t ) = Kc e( t ) + ∫ e(t ) dt + TD dt
TI 0
[Ec. 2.5]
• Controlador PID iterativo
 1
t
 de( t ) 
m(t ) = Kc e( t ) + ∫ e( t ) dt  1 + TD  [Ec. 2.6]
 TI 0  dt 
Puede apreciarse que si bien se utilizan los mismos símbolos y
denominaciones para la ganancia Kc, el tiempo integral TI y el tiempo
derivativo TD, su valor nominal debe ser distinto que los algoritmos, si se
desea obtener una misma respuesta. Si se utilizan los mismos valores
nominales de Kc, TI y TD en los tres algoritmos, se obtendrían tres
respuestas distintas.
Por lo tanto cuando se utilizan valores recomendados de Kc, TI y TD para
el ajuste de un lazo, deben prestarse atención al tipo de algoritmo para
el que son recomendados, y efectuar las conversiones que
correspondan.
Del mismo modo, cuando se reemplazan controladores, debe prestarse
atención al tipo de algoritmo que cada equipo implementa. Puede ocurrir
que un antiguo controlador neumático haya mantenido el lazo estable
por años, y el nuevo controlador digital no logre estabilizar el lazo.
Y esto se debe a que ambos utilizan algoritmos distintos, pero fueron
ajustados con los mismos parámetros PID.
El algoritmo PID iterativo tiene un origen histórico, ya que puede ser
implementado utilizando un solo amplificador. Dado el alto costo de los
amplificadores en los controladores neumáticos y en los primeros

36. controladores electrónicos, este algoritmo fue utilizado por muchos
fabricantes.
En algunos casos, se los siguió utilizando en controladores basados en
microprocesador/microcontrolador, permitiendo el uso de los mismos
ajustes de los controladores neumáticos y electrónicos analógicos a los
que sustituyen.
Figura 2.13.- Error permanente u “Offset” a lazo cerrado, en un
controlador proporcional.
Algunas modificaciones sencillas sobre estos algoritmos básicos son los
siguientes:
• Acción proporcional y derivativa opcional para cambios de set point:
Los algoritmos presentados establecen relaciones entre el error y la
salida a válvula. El error puede variar porque varió e valor de la
variable medida, o porque el operador modificó el valor deseado.
Usualmente, el operador varía el valor deseado en forma bastante
rápida, semejando un salto escalón. En este caso, los modos
proporcional y derivativo pueden tener respuestas bruscas, que

37. perturben el lazo de control. Para evitarlo, se modifica el algoritmo
PID como sigue (se muestra la modificación para el algoritmo ISA,
siendo análogo para los otros algoritmos):
 1
t
db( t ) 
me( t ) = Kc b(t ) + ∫ e( t ) dt + TD  [Ec. 2.7]
 TI 0 dt 
b = valor medido
En este algoritmo, los modos proporcional y derivativo operan sobre
la medición, y no sobre el error.
De esta forma, un salto escalón en el valor deseado sólo afectará al
modo integral, mientras exista error. Por otra parte, el
comportamiento frente a una variación en la medición es igual al del
algoritmo original (Figura 2.14). Algunos sistemas utilizan en forma
automática esta modificación del algoritmo en todos los lazos,
excepto los lazos secundarios de controladores en cascada. Estos
últimos no requieren esta modificación, ya que no están sujetos a
perturbaciones bruscas en el valor deseado.

38. a) Respuesta a una perturbación escalón en la medición.
La respuesta de los dos algoritmos coincide
b) Respuesta a una perturbación escalón en el valor
deseado
Figura 2.14.- Modificación del algoritmo PID, para disminuir las
perturbaciones bruscas por cambios en el valor deseado.
• Anti Reset – wind up
El modo integral del controlador tiene la característica de
saturarse en aquellos casos en que el error persiste a lo largo de
un tiempo prolongado. En un controlador neumático este
fenómeno e evidencia en el fuelle integral, que se infla hasta su
límite físico. Por esta característica, se le conoce como “anti –
reset wind up”. Matemáticamente se puede interpretar como un
fuerte incremento de la integral del error, que se produce aún
cuando el error es pequeño, debido a su persistencia en el
tiempo. Para que el término del modo integral en el algoritmo PID
disminuya su valor, resulta necesario que el error invierta su
signo, y persista así hasta eliminar la saturación.

39. Por tal motivo, pueden producirse apreciables sobre picos en la
respuesta del sistema. Este efecto se magnifica en sistemas con
retardo, o en aquellos en los que el error tiene el mismo signo la
mayor parte del tiempo.
El “anti – reset wind up” elimina este efecto limitando el
incremento del término integral del algoritmo de control.
• Transferencia bumpless
Es frecuente que, frente a condiciones no estacionarias del
proceso como paradas o puestas en marcha, la salida del
controlador sea fijada manualmente por el operador. Al pasar el
controlador a automático, el valor de la salida pasará
bruscamente del valor adoptado manualmente al valor adoptado
por el algoritmo de control. Esta cambio perturba el proceso.
Los algoritmos que impiden este salto se denominan de
transferencia Manual Automático “bumpless”, o sin salto.
2.4.6. Controladores PID Digitales
El controlador PID fue implementado originalmente utilizando técnicas
analógicas. Actualmente, es común que se los implemente en
microprocesadores/microcontroladores, lo que implica dos nuevos
conceptos: el tiempo de barrido y la discretización del algoritmo.
2.4.7. Tiempo de barrido
Cuando se implementa un algoritmo en el computador digital, todo el
procesamiento se realiza en pasos secuenciales:
1) Lectura de las señales de entrada

40. 2) Cálculo del algoritmo de control
3) Definición de la señal de salida
4) Actualización de las variables
5) Espera, durante las cuales el procesador realiza tareas no
asociadas a este algoritmo
6) Ir a 1
Cada secuencia se denomina barrido (scan); se define como “tiempo de
barrido” (scan time) al tiempo entre el comienzo de dos barridos
sucesivos.
Una consecuencia del mecanismo de barrido es que dos señales de
distinta frecuencia pueden mimetizarse, apareciendo frente al
controlador como la misma señal. Las dos curvas de la Figura 2.15
presentan los mismos valores de cada barrido, y por lo tanto es
imposible discriminarlas.
Como consecuencia, una perturbación de alta frecuencia puede
aparecer como de baja frecuencia. En general, las variaciones
asociadas al proceso son de baja frecuencia, mientras que las de alta
frecuencia son ruidos. Por lo tanto, la implementación de un filtro de alta
frecuencia soluciona este problema.

41. Figura 2.15.- Mimetización de dos señales. Un controlador con un
tiempo de barrido de 1 seg. no distinguiría entre la señal de baja y alta
frecuencia.
Otro aspecto a considerar en la implementación de un algoritmo PID
digital, es que el barrido introduce al alzo de control un retardo igual a la
mitad del tiempo de barrido, lo cual puede dificultar el ajuste del lazo.
Para reproducir la respuesta de un controlador analógico, el tiempo de
barrido debería ser de unos 100 mseg. Mientras que algunos
controladores dedicados tienen este rendimiento, en un controlador multi
– lazo ésta sería una carga exagerada e innecesaria.
En efecto, si el proceso permite un período de barrido mayor, el
controlador multi – lazo podrá atender más lazos de control,
alcanzándose un óptimo técnico – económico. En la práctica, rara vez
los sistemas (incluyendo el proceso, el elemento de medición y el
elemento final de control) no tiene algún retardo propio.
Por ejemplo un lazo de control de presión típico tiene un período de
oscilación de 20 segundos. Un controlador digital con un tiempo de

42. barrido del segundo llevaría a este período a 22 segundos, un efecto
poco significativo.
La Figura 2.16 presenta una regla práctica para la determinación del
tiempo de barrido a partir de la curva de reacción del proceso. Esta
curva se obtiene poniendo el lazo en manual, y generando un salto
escalón en la salida de controlador. El proceso (incluyendo la válvula de
control y el elemento de medición) seguirá una evolución sigmoidea (con
forma de s), con la que se pueden determinar tiempos característicos
del proceso, utilizados para la determinación del tiempo de barrido.
La Tabla 2.5, contiene los valores típicos que pueden servir como
referencia.
TIPO DE LAZO TIEMPO DE BARRIDO (en
segundos)
Caudal 1
Presión:
Líquidos 1
Gases 5
Nivel 5
Temperatura 10 – 20
Composición 20
Tabla 2.5.- Valores típicos de tiempo de barrido. Estos valores
orientativos.

43. Figura 2.16.- Estimación del tiempo de barrido. Se aproxima la
respuesta a lazo abierto a un sistema de primer orden con retardo puro.
El tiempo de barrido se calcula entonces como:
∆t ≤ 0.1(TR + T1 ) ∆t = tiempo de barrido
2.4.8. Discretización del algoritmo
La implementación de un algoritmo PID en un
microprocesador/microcontrolador requiere de su discretización, por
medio de la aproximación numérica de las integrales y derivadas
involucradas. Las implementaciones digitales de algoritmos PID se
pueden clasificar en dos grandes grupos: posicionales e incrementales.
2.4.9. Algoritmos posicionales

44. La forma intuitiva de implementación de un algoritmo PID es la
discretización del algoritmo ideal no iterativo [Ec. 2.4]. Esta misma
implementación recibe el nombre de posicional, ya que calcula
directamente la posición que deberá tomar la salida.
Básicamente el problema se presenta con las discretización de los
modos integral y derivativo, ya que le modo proporcional se resuelva
sencillamente. Para analizar cada modo, modificaremos la ecuación 2.4
de la siguiente forma:
Kc
t
de( t )
T ∫
m(t ) = Kc e( t ) + e(t ) dt + KcTD [Ec. 2.4]
0
dt
m( t ) = P( t ) + I ( t ) + D( t ) [Ec. 2.8]
El modo proporcional que queda reducido simplemente a:
P( t ) = Kc e( t ) [Ec. 2.9]
El modo integral admite diferentes aproximaciones. Una aproximación
clásica es la regla rectangular, que se muestra en la Figura 2.17. Se
puede observar que la primera forma presentada [Ec. 2.10] requiere
almacenar todos los valores del error. En cambio, la Ecuación 2.11
utiliza un algoritmo recursivo, que solo requiere almacenar el último valor
del término integral.
I ( nx∆t ) =
Kc n
[
∑ e( jx∆t ) ∆t
TI j = 0
] [Ec. 2.10]

45. I ( nx∆t ) = I (( n −1) ∆t ) +
Kc
TI
[
e( nx∆t ) ∆t ] [Ec. 2.11]
Figura 2.17.- Aproximación del modo integral por medio de la regla
rectangular.
Otra aproximación clásica del modo integral es la regla trapezoidal.
Según ésta, la integral es aproximada como una serie de trapecios
(Figura 2.18). En forma similar a la aproximación rectangular, esta
ecuación requiere un algoritmo recursivo para su implementación
práctica.
Kc n e( jx∆t ) + e(( j −1) x∆t )
I ( nx∆t ) = ∑
TI j = 0 2
∆t [Ec. 2.12]

46. Kc e( nx∆t ) + e(( n −1) x∆t )
I ( nx∆t ) = I (( n −1) ∆t ) + ∆t [Ec. 2.13]
TI 2
Figura 2.18.- Aproximación del modo integral por medio de la regla
trapezoidal.
La aproximación del modo derivativo también admite variantes. Una de
las formas más comunes de aproximación de una derivada es la
diferenciación hacia atrás, que equivale al cálculo de una pendiente
entre dos puntos:
de( t ) e( t ) + e(t − ∆t )
= [Ec. 2.14]
dt ∆t
Por lo que el modo derivativo tomaría la forma:

47. x (e( t ) − e( t − ∆t ) )
Kc . TD
D( t ) = [Ec. 2.15]
∆t
Otra aproximación parte de la ecuación anterior, cambiándola con una
aproximación numérica del modo derivativo.
dD(t ) D( t ) − D( t − ∆t )
d (t )
=
∆t
=
KcTD
∆t 2
[
(e(t ) − e(t −∆t ) ) − (e(t −∆t ) − e(t −2∆t ) ) ] [Ec. 2.16]
de donde se deduce la forma recursiva
D( t ) = D(t − ∆t ) +
Kc TD
∆t
[
e(t ) − 2e( t − ∆t ) + e(t − 2 ∆t ) ] [Ec. 2.17]
Este algoritmo tiene la ventaja de atenuar las variaciones que pueden
presentarse en el error debido al ruido de medición, ya que considera
más puntos que la ecuación 2.15.
Los algoritmos posicionales tienen las siguientes características:
• Requieren la implementación de limitaciones a la acumulación del
modo integral (anti reset wind up)
• Puesto que el algoritmo siga trabajando mientras el controlador
está en manual, la salida que calcula puede diferir de la fijada del
operador. Para lograr una transferencia bumpless, es necesario
calcular los términos proporcional y derivativo al momento de la
transferencia de manual a automático, y el valor requerido del
término integral para que la salida del algoritmo coincida con la
fijada por el operador.
2.4.10. Algoritmos Incrementales

48. El algoritmo incremental calcula el incremento (o decremento) a
aplicar a la salida existente, para obtener su nueva posición.
Genéricamente, tiene la forma:
m(t ) = m(t − ∆t ) + ∆m( t )
∆m(t ) = ∆P(t ) + ∆I (t ) + ∆D(t )
Para el cálculo de los incrementos de cada modo puede utilizarse
directamente la diferencia entre dos estados sucesivos entre dos
estados sucesivos de un algoritmo posicional. Por ejemplo, el
modo proporcional tomaría la forma:
∆P( t ) = Kc(e(t ) − e( t − ∆t ) ) [Ec. 2.18]
Se resume a continuación la implementación de los otros modos
de control:
• Modo integral, Regla rectangular
Kc
∆I ( t ) = e(t ) ∆t [Ec. 2.19]
TI
• Modo integral, Regla trapezoidal
∆I ( t ) =
Kc
2TI
[ ]
e( t ) − e( t − ∆t ) ∆t [Ec. 2.20]
• Modo derivativo
∆D ( t ) =
Kc TD
∆t
[
e( t ) − 2 e( t − ∆t ) + e( t − 2 ∆t ) ] [Ec. 2.21]

49. La Ecuación 2.21 es sensible al ruido, ya que pequeñas
variaciones en algunos de sus términos pueden dar lugar a
importantes variaciones en el Término Derivativo. Este efecto es
magnificado si el tiempo de barrido ∆t es pequeño. Una fórmula
alternativa utilizada con éxito es la “diferencia central de cuatro
puntos”. En este caso, se puede demostrar que el Término
Derivativo puede aproximarse como:
∆D ( t ) =
Kc TD
6 ∆t
[
e( t ) + 3e( t − ∆t ) − 3e( t − 2 ∆t ) − e( t −3∆t ) ] [Ec. 2.22]
Los algoritmos incrementales tienen las siguientes características:
• EL problema del reset windup es solucionado sencillamente,
limitando el valor de la salida del 0 al 100%.
• La transferencia bumpless es fácil de implementar, ya que
los incrementos se aplican directamente a la salida a la
válvula fijada manualmente.
2.5. Analogía de los procesos simulados con uno real
2.5.1. Analogía del simulador de proceso de Nivel
Elemento Capacidad pura o integrador
En la práctica, no existe ningún elemento, del tipo que fuere,
absolutamente “puro”.
En este caso, al hablar de capacidad pura, este hecho toma especial
relevancia, dado que se habla de condiciones en las que una variable
tiende a infinito.
Seamos, pues, conscientes de que la expresión teórica “infinito” tendrá
el significado práctico de “muy grande” o, sencillamente, que los

50. componentes físicos alcanzarían su estado de saturación o su deterioro,
en los que cesaría el fenómeno: un elemento constituido por una
capacidad pura se comporta como un integrador. A continuación se verá
algún ejemplo del elemento capacidad pura.
Nivel en tanque con salida constante
Supongamos un sistema de nivel, como el representado en la Figura
2.19, en el que el contenido de un tanque, de sección horizontal A es
extraído por una bomba de caudal constante, independientemente de la
altura del nivel del tanque.
Podemos imaginar una situación de equilibrio en la que el caudal de
aporte q1 es exactamente igual que el de evacuación q2, impuesto por
la bomba.
q1 + q
q1 = q2
q = caudal neto Volumen acumulado
Q 1/s 1/A H
h Caudal neto Nivel
A
Q 1/As H
q2
Figura 2.19. Elemento capacidad pura.
Si en un momento dado el caudal de aporte se ve incrementado en una
cantidad q, resulta intuitivo que el nivel irá incrementándose a una
velocidad constante, hasta alcanzar el rebose ( o su vaciado total si q es
negativo). Es decir, nunca se llegará a una nueva condición de equilibrio,
como ocurría cuando el vaciado se producía mediante una restricción.
Se trata pues, de un proceso inestable, sin autorregulación.

51. La ecuación de balance de material de este sistema es:
Acumulación = entrada – salida
dh
A = q1 + q − q 2
dt
pero como se ha hecho
q1 =q2
entonces
dh
A =q
dt
Tomando Laplacianas
AsH =Q
La Transmitancia será
H 1
=
Q As
Obviamente no se puede hablar de constante de tiempo, que, en todo
caso, sería infinita. Despejando dh en la última ecuación diferencial
tenemos:
1
dh = qdt
A
En la que integrando ambos miembros de la igualdad se obtiene
1
A∫
h= qdt
De aquí que un elemento capacidad pura pueda ser considerado como
un elemento integrador.

52. Despejando ahora la constante A, se obtiene
1
h∫
A= qdt
Haciendo h = 1 y q = 1 (constante), e integrando entre los límites 0 y τ
obtenemos
A=τ
Que debe ser interpretada del siguiente modo: cuando el caudal neto de
aportación (o extracción) al tanque es de valor unitario (q=1), el tiempo
que tarda el nivel en aumentar o disminuir en una unidad de longitud
( h =1) es igual a la constante A (área de la sección horizontal del
tanque). De aquí que a esta constante se la llame tiempo de integración.
Generalizando, puede decirse:
El tiempo de integración de un elemento capacidad pura es el tiempo
necesario para que la variable de salida se incremente en una unidad,
cuando la variable de entrada es constante e igual a la unidad.
Habitualmente, expresaremos la ecuación del comportamiento de un
elemento capacidad pura como:
1
Ti ∫
y= xdt
donde:
x = Variable de entrada
y = Variable de salida
Ti = Tiempo de integración
2.5.2. Analogía del simulador de proceso de Temperatura

53. Supongamos un horno de gas o fuel-oil para calentamiento de un
producto que va ha ser enviado a una torre de destilación. La variable
controlada sería la temperatura del producto a la salida del horno. La
variable manipulada sería el caudal de combustible. En principio
podríamos establecer un sistema de control como el mostrado en la
Figura 2.20. La temperatura del proceso sería transmitida al controlador,
el cual en función de la señal de error corregiría la posición de la válvula
para ajustar la cantidad precisa de combustible.
Sin embargo, veamos que sucedería si, por cualquier causa, la presión
en la línea de combustible sufre un cambio (perturbación), supongamos
una disminución. Como primera consecuencia disminuiría el caudal del
combustible, a continuación esto provocaría un descenso en la
temperatura del producto que sería detectada por el transmisor . Estos
sucesos vendrían afectados por el retardo de tiempo y el tiempo muerto
inherentes a la dinámica del horno, así como por el retardo de tiempo del
sensor de temperatura, también por un pequeño tiempo muerto debido a
la situación física del sensor. Con ello, el controlador modificaría su
señal de salida, lo que provocaría una mayor apertura de la válvula, a
efectos de compensar la disminución en la presión de combustible,
teniendo así a recuperar el caudal inicial.
Aun asumiendo que el sistema se hallase perfectamente optimizado, es
evidente que la variable controlada se vería alterada como consecuencia
de la perturbación. Precisamente si hay acción correctora es porque hay
señal de desviación.
El comportamiento dinámico de un horno puede ser representado
aproximadamente por la siguiente función de transferencia:
Kpe−Tms
Gp =
(T1s + 1)(T2 s + 1)

54. La cual muestra los siguientes parámetros:
Kp = Ganancia estática, o relación (incremental) entre la
temperatura de salida y el caudal de combustible (en estado
estacionario).
Tm = Un tiempo muerto, función del tiempo medio de
residencia.
T1 y T2 = Constantes de tiempo, dependientes de la concepción
(diseño) y de la dinámica del horno.
HORNO
Salida del producto
TT Transmisor
TIC Controlador
Válvula de control
Combustible
Figura 2.20. Control de temperatura en un horno
La Figura 2.21 muestra el diagrama de bloques de este sistema. Nótese
que un cambio en la presión genera instantáneamente un cambio en el
caudal de la válvula. Detrás del sumatorio se tendría el caudal del
combustible. La ganancia Ku se calcularía linealizando la función en el
punto de trabajo. Se recuerda una vez más que las variables
representadas por una notación operacional se refieren a las
desviaciones de su punto de trabajo, con lo que la salida del bloque
perturbación será nula cuando la presión en la línea de combustible sea
la “normal”.
Es decir, que el valor de la variable presión a la entrada del bloque
perturbación debe ser entendido como la diferencia entre la presión

55. instantánea y la normal. Esto significa que la ganancia Ku sería la
variación de caudal del combustible por unidad de cambio de presión en
el punto de operación normal.
Del mismo modo, la ganancia estática Kp del horno sería la variación de
temperatura a la salida del horno por unidad de variación de caudal de
combustible. Algo similar podríamos decir de las ganancias Kv y Km.
Nota: El bloque válvula debe ser entendido en realidad como una
composición de dos elementos: la válvula en si, como un componente
mecánico, y un pequeño proceso de caudal.
La válvula tendría como variable de entrada en la señal de control, y
como variable de salida la posición de su vástago (su capacidad de
paso). El proceso de caudal tendría como variable de entrada la
posición del vástago de la válvula, y como variable de salida el caudal.
Perturbación
Ku
Clock
Simulador de Proceso
de Temperatura
+
u(t) y(t) Y
+
A-D Algoritmo D-A

56. Figura 2.21. Diagrama de bloques del Controlador de Temperatura
u(t) y(t)
A-D Algoritmo D-A
Clock
Figura 2.22. Aproximación a una función contínua en el tiempo
Clock
A-D Algoritmo D-A
Algoritmo
Y = P*e(n)+P*I*TsSe(k)+((P*D))*(e(n)+3(e(n-1)-e(n-2))-e(n-3))
6*Ts
Figura 2.23. Algoritmo de control usado
2.6. Sintonización de Procesos
2.6.1. Estabilidad del circuito de control

57. Un sistema es estable si su salida permanece limitada para una entrada
limitada. La mayoría de los procesos industriales son estables a circuito
abierto, es decir, son estables cuando no forman parte de un circuito de
control por retroalimentación; esto equivale a decir que la mayoría de los
procesos industriales son autorregulables, o sea la salida se mueve de
un estado estable a otro, debido a los cambios en las señales de
entrada.
Aun para los procesos estables a circuito abierto, la estabilidad vuelve a
ser considerable cuando el proceso forma parte de un circuito de control
por retroalimentación , debido a que las variaciones en las señales se
refuerzan unas a otras conforme viajan sobre el circuito, y ocasionan
que la salida y todas las otras señales en el circuito se vuelvan
ilimitadas.
2.6.2. Sintonía de los Controladores por Retroalimentación
La sintonía es el procedimiento mediante el cual se adecuan los
parámetros del controlador por retroalimentación para obtener una
respuesta específica de circuito cerrado. La sintonía de un circuito de
control por retroalimentación es análogo al del motor de un automóvil o
de un televisor; en cada caso la dificultad del problema se incrementa
con el número de parámetros que se deben ajustar; por ejemplo, la
sintonía de un controlador proporcional simple o de uno integral es
similar al del volumen de un televisor, ya que sólo se necesita ajustar un
parámetro o “perilla”; el procedimiento consiste en moverlo en una
dirección u otra, hasta que se obtiene la respuesta (o volumen) que se
desea. El siguiente grado de dificultad es ajustar el controlador de dos
modos proporcional-integral (PI), que se asemeja al proceso de ajustar
el brillo y el contraste de un televisor blanco y negro, puesto que se
deben ajustar dos parámetros: la ganancia y el tiempo de reajuste; el
procedimiento de sintonía es significativamente más complicado que
cuando sólo se necesita ajustar un parámetro. Finalmente, la sintonía de

58. los controladores de tres modos proporcional-integral-derivativo (PID)
representa el siguiente grado de dificultad, debido a que se requiere
ajustar tres parámetros: la ganancia, el tiempo de reajuste y el tiempo de
derivación, lo cual es análogo al ajuste de los haces verde, rojo y azul en
un televisor a color.
A pesar de que se planteó la analogía entre el ajuste de un televisor y un
circuito de control con retroalimentación, no se trata de dar la impresión
de que en ambas tareas existe el mismo grado de dificultad. La
diferencia principal estriba en la velocidad de respuesta del televisor
contra la del circuito del proceso; en el televisor se tiene una
retroalimentación casi inmediata sobre le efecto del ajuste.
Por otro lado, a pesar de que en algunos circuitos de proceso se tienen
respuestas relativamente rápidas, en la mayoría de los procesos se
debe esperar varios minutos, o aun horas, para apreciar la respuesta
que resulta de la sintonía, lo cual hace que la sintonía de los
controladores con retroalimentación sea una tarea tediosa que lleva
tiempo; a pesar de ello, éste es el método que más comúnmente utilizan
los ingenieros de control e instrumentación en la industria.
Para sintonizar los controladores a varios criterios de respuesta se han
introducido diversos procedimientos y fórmulas de ajuste.
En el presente trabajo de tesis se explicará dos de ellos; el método de
ganancia última (para el simulador del proceso de control de nivel) y el
método de prueba escalón unitario (para el simulador del proceso de
control de temperatura), se debe tener en mente que ningún
procedimiento da mejor resultado que los demás para todas las
situaciones de control de proceso.
Los valores de los parámetros de sintonía dependen de la respuesta de
circuito cerrado que se desea, así como de las características dinámicas

59. o personalidad de los otros elementos del circuito de control y,
particularmente, del proceso.
2.6.2.1. Método de Oscilación de Ziegler & Nichols (Z - N)
Este método, uno de los primeros, que también se conoce como
método de circuito cerrado o ajuste en línea, lo propusieron Ziegler y
Nichols, en 1942; consta de dos pasos, al igual que todos los otros
métodos de ajuste:
PASO 1. Determinación de las características dinámicas o
personalidad del circuito de control.
PASO 2. Estimación de los parámetros de ajuste del controlador con
los que se produce la respuesta deseada para las características
dinámicas que se determinaron en el primer paso en otras palabras,
hacer coincidir la personalidad del controlador con la de los demás
elementos del circuito.
En este método, los parámetros mediante los cuales se representan
las características dinámicas del proceso son: la ganancia última de
un controlador proporcional, y el período último de oscilación.
La ganancia y el periodo últimos se deben determinar
frecuentemente de manera experimental, a partir del sistema real,
mediante el siguiente procedimiento:
1. Se desconectan las acciones integral y derivativo del controlador
por retroalimentación, de manera que se tiene un controlador
proporcional. En algunos modelos no es posible desconectar la
acción integral, pero se puede desajustar mediante la simple
igualación del tiempo de integración al valor máximo o de manera
equivalente, la tasa de integración a valor mínimo.

60. 2. Con el controlador , se incrementa la ganancia proporcional,
hasta que el circuito oscila con amplitud constante; se registra el
valor de la ganancia con que se produce la oscilación sostenida
como K ganancia última. Este paso se debe efectuar con
incrementos discretos de la ganancia, alterando el sistema con la
aplicación de pequeños cambios en el punto de control a cada
cambio en el establecimiento de la ganancia. Los incrementos de
la ganancia deben ser menores conforme ésta se aproxime a la
ganancia última.
3. Del registro de tiempo de la variable controlada, se registra y mide
el período de oscilación como Tu período último, según se
muestra en la Figura 2.24.
Para la respuesta que se desea del circuito cerrado, Ziegler y Nichols
especificaron una razón de asentamiento de un cuarto. La razón de
asentamiento (disminución gradual) es la razón de amplitud entre dos
oscilaciones sucesivas; debe ser independiente de las entradas del
sistema.
Una vez que se determinan la ganancia última y el periodo último, se
utilizan las fórmulas de la Tabla 2.6 para calcular los parámetros de
ajuste del controlador.
La acción derivativa propicia un incremento, tanto en la ganancia
proporcional como en la tasa de integración (un decremento en el
tiempo de integración) del controlador PID, en comparación con las
del controlador PI, debido a que la acción integral introduce un
retardo en la operación del controlador por retroalimentación,
mientras que con la acción derivativa se introduce un avance o
adelanto.
Ganancia Tiempo de Tiempo de

61. Tipo de controlador proporcional integración derivación
Kc Ti Td
Proporcional P Kc/2 --------- ---------
Proporcional – Integral
Kc/2.2 Tu/1.2 ---------
PI
Proporcional – integral –
Kc/1.7 Tu/2 Tu/8
derivativo PID
Tabla 2.6.- Fórmulas para sintonización de Ziegler & Nichols
Siendo:
Tu = Período de Oscilación
Kc = Ganancia máxima
Figura 2.24.- Período máximo y Kp máximo
2.6.2.2. Método basado en la curva de Reacción

62. El procedimiento de la prueba escalón se lleva a cabo como sigue:
a. Con el controlador en la posición manual (es decir, el circuito
abierto), se aplica al proceso un cambio escalón en la señal de
salida del controlador m(t). La magnitud del cambio debe ser lo
suficientemente grande como para que se pueda medir el cambio
consecuente en la señal de salida del transmisor, pero no tanto
como para que las no linealidades del proceso ocasionen la
distorsión de la respuesta.
b. La respuesta de la señal de salida del transmisor c(t) se registra
en un graficador de papel continuo o algún dispositivo
equivalente; se debe tener la seguridad de que la resolución es la
adecuada, tanto en la escala de amplitud como en la de tiempo.
La graficación de c(t) contra el tiempo debe cubrir el período
completo de la prueba, desde la introducción de la prueba de
escalón hasta que el sistema alcanza un nuevo estado
estacionario. La prueba generalmente dura entre unos cuantos
minutos y varias horas, según la velocidad de respuesta del
proceso.
c. Calcular los parámetros como sigue:
Y∞ − Y 0
Ko =
U∞ − U 0
To = t1 – to
Vo = t2 – t1
El modelo obtenido puede ser usado para derivar varios métodos de
sintonía para controladores PID. Uno de estos métodos fue también
propuesto por Ziegler and Nichols.
Naturalmente, es imperativo que no entren perturbaciones al sistema
mientras se realiza la prueba de escalón.

63. En la Figura 2.25 se muestra una grafica típica de la prueba, la cual
se conoce también como Curva de Reacción del Proceso; que
tiene la respuesta en forma de S que es característica de los
procesos de segundo orden o superior, con o sin tiempo muerto.
Figura 2.25.- Ejemplo de curva de reacción
Kp Ti Td
Vo  To 
P 1 + 3Vo 
KoTo  
Vo  To  To[30Vo + 3To ]
0.9 + 12Vo 
KoTo  9Vo + 20To
PI 
Vo  4 To  To[32Vo + 6To ] 4ToVo
PID +
KoTo  3 4Vo 
  13Vo + 8To 11Vo + 2To

64. Tabla 2.7.- Sintonización Cohen y Coon usando la curva de
reacción.
2.7. Sistemas de Control Basados en PC
Desde sus inicios, los sistemas digitales, influenciaron en forma extrema el
desarrollo de muchas actividades. Hacia los años 70 prácticamente
cualquier compañía mediana o grande podía contar con un sistema digital
para su administración, los sistemas digitales encontraron multitud de
aplicaciones en el ámbito de control industrial. Así, los DCS y los PLC
empezaron a ser parte común de una planta mediana o grande. Sin
embargo, aquí también los costos impedían determinadas aplicaciones,
particularmente en la pequeña industria.
En 1981 IBM lanza la computadora personal PC. Con ella, se tuvo a
disposición una computadora compacta y razonablemente económica,
orientada a empresas pequeñas o al uso personal. Con el tiempo, la PC
se difundirá, permitiendo que aún la compañía más modesta pueda
contarla como uno de sus recursos.
Por otra parte, algunos equipos de control automático, como los PLCs o
los instrumentos unilazo empiezan a contar con interfaces que permiten
su conexión con PCs. Surgen entonces las primeras aplicaciones en que
combinan estos equipos.
Estas aplicaciones requirieron del desarrollo de software a medida que
debía correr en la PC, cuyas funciones fueron la comunicación con el
equipo digital de control automático, y la presentación al operador de las
variables del proceso.
A efectos de facilitar el uso de estos sistemas por parte de los usuarios,
algunas compañías ofrecieron software para supervisión y control de
procesos, que brindó en la PC facilidades de presentación de información
de apariencia similar a los DCS.

65. Este nuevo tipo de software hizo más fácil la implementación de sistemas
que combinan equipos digitales de control automático y PCs, al ahorrar al
usuario el desarrollo de complejos programas para la PC.
En la presente Tesis llamaremos al conjunto de equipos digitales de
control automático, computadora personal y software de control para la
PC como Sistema de Control Basado en PC. Su aparición tiene dos
áreas principales de impacto: en el área de los procesos continuos, brinda
una alternativa de menor costo que un DCS para pequeñas aplicaciones
no críticas, que pueden ser implementadas con sistemas con un bajo nivel
de integración entre el software de la PC y el del dispositivo de E/S, y
comunicaciones no redundantes de baja velocidad.
Las primeras aplicaciones de este tipo de sistemas fueron tipo “stand
alone” con una PC y uno o varios dispositivos de E/S. Posteriormente
aparecieron y se popularizaron las aplicaciones en red , con varias PCs.
Hoy, la aplicación de sistemas de control basados en PC está alcanzando
su apogeo, con docenas de miles de PCs corriendo algún software de
supervisión comercialmente disponible.
2.7.1. Partes de un Sistema de Control Basado en PC
Un sistema de control basado en PC está formado por tres partes
básicas: la computadora personal PC con su hardware y software de
base asociados, el software para control basado en PC, y el o los
dispositivos de entrada y salida.
Una característica importante de un Sistema de Control Basado en PC
es que cada una de estas partes es un producto distinto, usualmente
diseñado y comercializado por proveedores diferentes.
Cada una de estas partes tiene características propias, el software para
control Basado en PC está específicamente diseñado para su uso en

66. computadoras personales estándar, comunicadas con multitud de
equipos industriales.
Se caracteriza por un alto grado de adaptabilidad a los
condicionamientos de las demás partes. Así, respeta los requerimientos
de hardware y software de la PC, utilizando al máximo los estándares.
Del mismo modo, tratará de adaptarse a la mayor cantidad posible de
equipos digitales de control industrial.
Otras denominaciones utilizadas para referirse al software para control
basado en PC son: software de supervisión, software para adquisición
de datos, software para control de procesos. En la presente Tesis se
desarrollara software de adquisición de datos y software de control de
procesos.
Ni la computadora ni el software permiten la conexión de elementos de
campo en forma directa. Para ello se utilizan dispositivos de E/S,
denominación genérica de los equipos digitales que toman la señal del
instrumento de campo, la digitalizan y multiplexan y la transmiten a la
PC., Dentro de los dispositivos de E/S podemos encontrar equipos con
distintas funciones: PLCs, controladores unilazo, registradores
multipunto, cromatógrafos tarjeta de adquisición de datos, etc.
En esta tesis se desarrollara la tarjeta de adquisición de datos y
controladores unilazo.
Si bien en la mayor parte de las aplicaciones se utilizan computadoras
personales tipo IBM PC, aparecen con alguna frecuencia casos en los
que estas son reemplazadas o complementadas con computadoras de
mayor capacidad.
Debe notarse que la definición de Sistema de Control basado en PC que
se ha dado no distingue el lugar en el que reside el algoritmo de control.
Este puede ejecutarse en la PC o en el dispositivo de entrada o salida.